JPS6122555B2 - - Google Patents
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- JPS6122555B2 JPS6122555B2 JP55020878A JP2087880A JPS6122555B2 JP S6122555 B2 JPS6122555 B2 JP S6122555B2 JP 55020878 A JP55020878 A JP 55020878A JP 2087880 A JP2087880 A JP 2087880A JP S6122555 B2 JPS6122555 B2 JP S6122555B2
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- Japan
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- discharge
- resonant
- high voltage
- voltage
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Mechanical Coupling Of Light Guides (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は交流の気体放電を熱を利用して光フア
イバを融着接続する光フアイバ融着接続装置に関
する。
イバを融着接続する光フアイバ融着接続装置に関
する。
現在、光フアイバケーブルを用いた光伝送シス
テムは低損失光フアイバケーブルの実現や低損失
接続技術の開発などによつて実用化の気運が高ま
つている。これに伴い現場での光フアイバの接続
作業を可能ならしめるために可搬型の光フアイバ
融着接続装置が要求され、その電源に対しても高
効率で且つ小型でしかも負荷トリガ及び定常電流
の条件などを満足し得る出力特性を有するものが
求められているが、現在のところ斯かる要求をす
べて満足するものは未だ得られていない。
テムは低損失光フアイバケーブルの実現や低損失
接続技術の開発などによつて実用化の気運が高ま
つている。これに伴い現場での光フアイバの接続
作業を可能ならしめるために可搬型の光フアイバ
融着接続装置が要求され、その電源に対しても高
効率で且つ小型でしかも負荷トリガ及び定常電流
の条件などを満足し得る出力特性を有するものが
求められているが、現在のところ斯かる要求をす
べて満足するものは未だ得られていない。
従来、斯かる放電を利用して光フアイバを融着
接続する光フアイバ融着接続用装置は第１図に示
す様に、直流電源１と、この直流電圧を高圧の交
流電圧に変換するインバータ回路２と、該インバ
ータ回路と放電々極などからなる負荷装置３間に
接続された高抵抗値の限流抵抗器４とから構成さ
れている。斯かる電源装置は第７図ａで示す様な
電圧−電流出力特性を有し、且つ同図ａに示す
負荷（放電）特性の点Ａにおいて安定に動作す
る様になつており、このために限流抵抗器４の値
は非常に大きく選定されてるので限流抵抗器４の
電力損失が大きくなり、従つてインバータ回路２
の出力容量を大きくせねばならないという欠点が
あつた。このことは効率の低下を招来するばかり
でなく装置全体の小型軽量化を困難にしていた。
また光フアイバを融着接続する上での最大の欠点
は、従来は低周波インバータ又は商用電源電圧を
用いていたために、放電々極間に発生する気体放
電は直ぐ前の気体放電により放電々極間に生じた
イオンが消滅した後に生ずることになり、従つて
各半サイクルの放電毎に高いトリガ電圧を必要と
していた。このことは光フアイバの融着接続には
好ましくなく、また電力損失やノイズを大きくし
ていた。
接続する光フアイバ融着接続用装置は第１図に示
す様に、直流電源１と、この直流電圧を高圧の交
流電圧に変換するインバータ回路２と、該インバ
ータ回路と放電々極などからなる負荷装置３間に
接続された高抵抗値の限流抵抗器４とから構成さ
れている。斯かる電源装置は第７図ａで示す様な
電圧−電流出力特性を有し、且つ同図ａに示す
負荷（放電）特性の点Ａにおいて安定に動作す
る様になつており、このために限流抵抗器４の値
は非常に大きく選定されてるので限流抵抗器４の
電力損失が大きくなり、従つてインバータ回路２
の出力容量を大きくせねばならないという欠点が
あつた。このことは効率の低下を招来するばかり
でなく装置全体の小型軽量化を困難にしていた。
また光フアイバを融着接続する上での最大の欠点
は、従来は低周波インバータ又は商用電源電圧を
用いていたために、放電々極間に発生する気体放
電は直ぐ前の気体放電により放電々極間に生じた
イオンが消滅した後に生ずることになり、従つて
各半サイクルの放電毎に高いトリガ電圧を必要と
していた。このことは光フアイバの融着接続には
好ましくなく、また電力損失やノイズを大きくし
ていた。
本発明は、この様な従来装置の欠点を除去する
ために、光フアイバ融着接続装置の様な電圧トリ
ガ型負荷用の電源装置にあつては、放電々極間の
トリガ時に高電圧出力を生ずる機能と、トリガ後
における定常状態で交流の定常電流を制限する限
流機能とを兼ね備えていなければならないことに
着眼して直列共振型インバータを用い、別途コン
デンサを設けずに該インバータの共振用コンデン
サの直流電圧阻止特性を利用して直流高電圧発生
回路からの微小電流により共振用コンデンサを充
電し、トリガ時のみその高電圧を放電々極間に印
加し、トリガ開始後は直流高電圧発生回路の出力
に実質的に影響されない定常の交流電流を放電々
極間に供給することを特徴としている。
ために、光フアイバ融着接続装置の様な電圧トリ
ガ型負荷用の電源装置にあつては、放電々極間の
トリガ時に高電圧出力を生ずる機能と、トリガ後
における定常状態で交流の定常電流を制限する限
流機能とを兼ね備えていなければならないことに
着眼して直列共振型インバータを用い、別途コン
デンサを設けずに該インバータの共振用コンデン
サの直流電圧阻止特性を利用して直流高電圧発生
回路からの微小電流により共振用コンデンサを充
電し、トリガ時のみその高電圧を放電々極間に印
加し、トリガ開始後は直流高電圧発生回路の出力
に実質的に影響されない定常の交流電流を放電々
極間に供給することを特徴としている。
以下図面によつて本発明の実施例を説明する。
第２図において、直流電源１の直流電圧を交流電
圧に変換するインバータ部Ｉvは、交互にオンオ
フする一対のスイツチング用トランジスタ５，
５′、これらトランジスタのエミツタ・コレクタ
間に夫々接続されたダイオード６，６′、電力変
換用トランス７、共振用インダクタンス要素８及
び共振用コンデンサ９からなり、該コンデンサの
充電回路Ｃaは前記共振用インダクタンス要素８
を介してトランス７の２次巻線間に接続された入
溶端子Ｔi，Ｔi′と、高抵抗値の充電用抵抗器１１
を介して前記コンデンサ９と放電々極などを含む
負荷装置３との接続点Ｘに接続された直流高電圧
出力端子Ｔpとを有する多倍電圧整流器の様な直
流高電圧発生回路１０と大きな抵抗値を有する充
電用高抵抗器１１とからなる。
第２図において、直流電源１の直流電圧を交流電
圧に変換するインバータ部Ｉvは、交互にオンオ
フする一対のスイツチング用トランジスタ５，
５′、これらトランジスタのエミツタ・コレクタ
間に夫々接続されたダイオード６，６′、電力変
換用トランス７、共振用インダクタンス要素８及
び共振用コンデンサ９からなり、該コンデンサの
充電回路Ｃaは前記共振用インダクタンス要素８
を介してトランス７の２次巻線間に接続された入
溶端子Ｔi，Ｔi′と、高抵抗値の充電用抵抗器１１
を介して前記コンデンサ９と放電々極などを含む
負荷装置３との接続点Ｘに接続された直流高電圧
出力端子Ｔpとを有する多倍電圧整流器の様な直
流高電圧発生回路１０と大きな抵抗値を有する充
電用高抵抗器１１とからなる。
次に斯かる構成のインバータ装置を説明する。
先ず図示していない駆動回路により或る駆動周波
数、例ええば20kHzの高周波でスイツチングトラ
ンジスタ５，５′を第６図ａ，ｂに示す様に交互
にオン、オフさせ、トランス７及びインダクタの
様な共振用インダクタンス要素８を介して直流高
電圧発生回路１０の入力端子Ｔi，Ｔi′に交流電力
を与える。このとき、光フアイバ融着接続装置の
放電々極を含む負荷装置３は、そのトリガ前、つ
まり放電開始前の状態では高インピーダンス状態
にあるから、負荷装置３には電流が流れない。直
流高電圧発生装置１０は前記交流電力を受けてそ
の出力端子Ｔpに直流電圧を発生し、充電用の高
抵抗器１１を介して共振用コンデンサ９に微小な
電流を流し、例えば10サイクル程度乃至は数十サ
イクルの期間に亘つてこれを徐々に充電する。該
コンデンサ９の充電に伴い、トランス７の出力電
圧とコンデンサ９の充電電圧との和に相当する電
圧が負荷装置３における放電々極間のトリガ電圧
を越えると、放電々極間に気体放電が生ずる。放
電開始には高電圧を必要とするが、一旦放電が始
まると最初の放電により放電路のイオン化が行わ
れる。そのためトリガ電圧に比べてかなり低い電
圧で各半サイクル毎に放電が行われる。従つて、
トリガ後は前記トランスから共振用インダクタン
ス要素８及び共振用コンデンサ９を介して第６図
ｃに示す様なトリガ電圧を実質的に含まない共振
用電流が流れる。このときスイツチング用トラン
ジスタ５，５′に夫々逆並列接続されたダイオー
ド６，６′を介してトランス７の２次側回路から
直流電源１に電力を帰還しているので、インバー
タ回路の電圧−電流特性は第７図ｂの曲線で示
す様な定電流特性を呈し、同図ｂの曲線で示さ
れる負荷特性の点Ａで安定に動作する。尚、は
充電回路Ｃaの電圧−電流放電特性を示す。この
様に負荷装置３に共振電流が流れている定常状態
では、直流高電圧発生回路１０からも充電用抵抗
器１１を介して負荷装置３に直流電流が流れる
が、この電流は抵抗器１１の値が十分に大きいの
で、前記共振電流に比べてはるかに小さく、光フ
アイバの融着接続に実質的に悪影響を与えない。
そしてこの共振電流の遮断はスイツチング用トラ
ンジスタ５，５′の両者を非導通にすることによ
り行われる。また、斯かる構成の回路によれば共
振用コンデンサ９を充電して負荷装置３のトリガ
電圧を得ているためインバータ回路出力は定常時
出力程度で良くなり、定常電流の流れる電流路に
限流抵抗を設けていないので電力損失を激減で
き、しかも高周波化に適するので装置を更に一層
小型軽量化できる。
先ず図示していない駆動回路により或る駆動周波
数、例ええば20kHzの高周波でスイツチングトラ
ンジスタ５，５′を第６図ａ，ｂに示す様に交互
にオン、オフさせ、トランス７及びインダクタの
様な共振用インダクタンス要素８を介して直流高
電圧発生回路１０の入力端子Ｔi，Ｔi′に交流電力
を与える。このとき、光フアイバ融着接続装置の
放電々極を含む負荷装置３は、そのトリガ前、つ
まり放電開始前の状態では高インピーダンス状態
にあるから、負荷装置３には電流が流れない。直
流高電圧発生装置１０は前記交流電力を受けてそ
の出力端子Ｔpに直流電圧を発生し、充電用の高
抵抗器１１を介して共振用コンデンサ９に微小な
電流を流し、例えば10サイクル程度乃至は数十サ
イクルの期間に亘つてこれを徐々に充電する。該
コンデンサ９の充電に伴い、トランス７の出力電
圧とコンデンサ９の充電電圧との和に相当する電
圧が負荷装置３における放電々極間のトリガ電圧
を越えると、放電々極間に気体放電が生ずる。放
電開始には高電圧を必要とするが、一旦放電が始
まると最初の放電により放電路のイオン化が行わ
れる。そのためトリガ電圧に比べてかなり低い電
圧で各半サイクル毎に放電が行われる。従つて、
トリガ後は前記トランスから共振用インダクタン
ス要素８及び共振用コンデンサ９を介して第６図
ｃに示す様なトリガ電圧を実質的に含まない共振
用電流が流れる。このときスイツチング用トラン
ジスタ５，５′に夫々逆並列接続されたダイオー
ド６，６′を介してトランス７の２次側回路から
直流電源１に電力を帰還しているので、インバー
タ回路の電圧−電流特性は第７図ｂの曲線で示
す様な定電流特性を呈し、同図ｂの曲線で示さ
れる負荷特性の点Ａで安定に動作する。尚、は
充電回路Ｃaの電圧−電流放電特性を示す。この
様に負荷装置３に共振電流が流れている定常状態
では、直流高電圧発生回路１０からも充電用抵抗
器１１を介して負荷装置３に直流電流が流れる
が、この電流は抵抗器１１の値が十分に大きいの
で、前記共振電流に比べてはるかに小さく、光フ
アイバの融着接続に実質的に悪影響を与えない。
そしてこの共振電流の遮断はスイツチング用トラ
ンジスタ５，５′の両者を非導通にすることによ
り行われる。また、斯かる構成の回路によれば共
振用コンデンサ９を充電して負荷装置３のトリガ
電圧を得ているためインバータ回路出力は定常時
出力程度で良くなり、定常電流の流れる電流路に
限流抵抗を設けていないので電力損失を激減で
き、しかも高周波化に適するので装置を更に一層
小型軽量化できる。
次に第３図により本発明の別の一実施例を説明
すると、この実施例はトランスとしてリーケージ
トランス７を用い、このリーケージトランス７に
所定の共振動作を行うのに必要な共振インダクタ
ンスに相当するリーケージインダクタンスを備え
させ、該リーケージインダクタンスを共振インダ
クタンス要素としたものである。この回路の動作
は前記実施例とほぼ同じなので説明を省略する
が、１２は抵抗値の小さい抵抗器であり、共振電
流の過渡時、特にトリガ時のダンピング用のもの
である。この実施例は第３図からも明らかな様に
共振用インダクタンス要素を別途設ける必要がな
い。
すると、この実施例はトランスとしてリーケージ
トランス７を用い、このリーケージトランス７に
所定の共振動作を行うのに必要な共振インダクタ
ンスに相当するリーケージインダクタンスを備え
させ、該リーケージインダクタンスを共振インダ
クタンス要素としたものである。この回路の動作
は前記実施例とほぼ同じなので説明を省略する
が、１２は抵抗値の小さい抵抗器であり、共振電
流の過渡時、特にトリガ時のダンピング用のもの
である。この実施例は第３図からも明らかな様に
共振用インダクタンス要素を別途設ける必要がな
い。
次に第４図に示す本発明の別の一実施例は、ハ
ーフブリツジ型のインバータ構成にしたものであ
り、互いに直列になるように接続されたコンデン
サ１３，１３′とスイツチング用トランジスタ
５，５′とでブリツジを構成し、これらコンデン
サ同士の接続点とトランジスタ同士の接続点とを
共振用インダクタンス要素８を介してトランス７
の１次巻線に接続したものである。この回路の動
作も第２図の実施例とほぼ同じであるので動作説
明を省略する。
ーフブリツジ型のインバータ構成にしたものであ
り、互いに直列になるように接続されたコンデン
サ１３，１３′とスイツチング用トランジスタ
５，５′とでブリツジを構成し、これらコンデン
サ同士の接続点とトランジスタ同士の接続点とを
共振用インダクタンス要素８を介してトランス７
の１次巻線に接続したものである。この回路の動
作も第２図の実施例とほぼ同じであるので動作説
明を省略する。
次に第５図に示す本発明の他の一実施例は、ス
イツチング用素子として逆導通サイリスタ５，
５′を用いると共に、直流高電圧発生回路１０の
入力端子Ｔiと負荷装置３との間に共振用インダ
クタンス要素８が介在する様に入力力端子Ｔiを
トランス７の２次巻線に直接結合したものであ
る。この様にすることにより直流高電圧発生回路
１０の入力が定電流路を構成する共振用インダク
タンス要素８と共振用コンデンサ９を介さずにト
ランス７に接続されているため、インバータ装置
の定電流特性を一層良好なものとする。この実施
例の動作も第２図の実施例とほぼ同様であるので
動作説明を省略するが、定常状態では第６図で示
す様に逆導通サイリスタ５，５′を逆方向電流が
流れるので、これらサイリスタはターンオフせら
れるが、コンデンサ６の充電時には図示しないタ
ーンオフ回路によつてターンオフされる。しかし
この区間では微小電流がサイリスタ５，５′を流
れるだけなので、ターンオフ回路は小容量のター
ンオフ能力を備えるだけで良い。
イツチング用素子として逆導通サイリスタ５，
５′を用いると共に、直流高電圧発生回路１０の
入力端子Ｔiと負荷装置３との間に共振用インダ
クタンス要素８が介在する様に入力力端子Ｔiを
トランス７の２次巻線に直接結合したものであ
る。この様にすることにより直流高電圧発生回路
１０の入力が定電流路を構成する共振用インダク
タンス要素８と共振用コンデンサ９を介さずにト
ランス７に接続されているため、インバータ装置
の定電流特性を一層良好なものとする。この実施
例の動作も第２図の実施例とほぼ同様であるので
動作説明を省略するが、定常状態では第６図で示
す様に逆導通サイリスタ５，５′を逆方向電流が
流れるので、これらサイリスタはターンオフせら
れるが、コンデンサ６の充電時には図示しないタ
ーンオフ回路によつてターンオフされる。しかし
この区間では微小電流がサイリスタ５，５′を流
れるだけなので、ターンオフ回路は小容量のター
ンオフ能力を備えるだけで良い。
以上述べた様に、本発明によれば直列共振コン
バータの共振用コンデンサを直流高電圧発生回路
からの微小電流により充電して、光フアイバ融着
接続装置における放電々極間のトリガ用電圧を得
て、その放電々極間に放電を発生させ、その最初
の気体放電発生後の各半サイクルにおける交流の
放電時には直流高電圧発生回路により実質的に悪
影響を受けない正弦波状の共振電流を放電電極間
に供給する構成であるので、光フアイバの融着接
続を一様に好ましく行うことが出来、放電々極の
損傷も低減される。またトリガ時、つまり一度目
の放電発生時のみ高いトリガ電圧を放電々極間に
印加しているので、電力損失及びノイズを低減で
きる。更に共振回路の共振用コンデンサを利用
し、これを大きなインピーダンスを有するインピ
ーダンス素子を介して直流高電圧発生回路からの
微小電流で充電して高いトリガ電圧を得ており、
直流高電圧発生回路はトリガ用のために小容量か
つ簡単な回路構成で良いことも併ぜると、電力損
失を大幅に低減でき、光フアイバ融着接続装置全
体を小型、軽量化出来る。
バータの共振用コンデンサを直流高電圧発生回路
からの微小電流により充電して、光フアイバ融着
接続装置における放電々極間のトリガ用電圧を得
て、その放電々極間に放電を発生させ、その最初
の気体放電発生後の各半サイクルにおける交流の
放電時には直流高電圧発生回路により実質的に悪
影響を受けない正弦波状の共振電流を放電電極間
に供給する構成であるので、光フアイバの融着接
続を一様に好ましく行うことが出来、放電々極の
損傷も低減される。またトリガ時、つまり一度目
の放電発生時のみ高いトリガ電圧を放電々極間に
印加しているので、電力損失及びノイズを低減で
きる。更に共振回路の共振用コンデンサを利用
し、これを大きなインピーダンスを有するインピ
ーダンス素子を介して直流高電圧発生回路からの
微小電流で充電して高いトリガ電圧を得ており、
直流高電圧発生回路はトリガ用のために小容量か
つ簡単な回路構成で良いことも併ぜると、電力損
失を大幅に低減でき、光フアイバ融着接続装置全
体を小型、軽量化出来る。
第１図は従来の光フアイバ融着接続用電力供給
装置を説明するための図、第２図乃至第５図は
夫々異なる本発明の光フアイバ融着接続装置の実
施例を示す図、第６図は本発明の実施例の各部の
電流波形を示す図、第７図は従来装置及び本発明
の実施例を説明するための電圧−電流特性を示す
図である。 １……直流電源、２……インバータ装置、３…
…負荷装置、４……限流抵抗、５，５′……スイ
ツチング用素子、６，６′……ダイオード、７…
…トランス、８……共振用インダクタンス素子、
９……共振用コンデンサ、１０……直流高電圧発
生回路、１１……充電用高抵抗、１２……抵抗
器、Ｉv……インバータ部、Ｃa……高電圧充電回
路部。
装置を説明するための図、第２図乃至第５図は
夫々異なる本発明の光フアイバ融着接続装置の実
施例を示す図、第６図は本発明の実施例の各部の
電流波形を示す図、第７図は従来装置及び本発明
の実施例を説明するための電圧−電流特性を示す
図である。 １……直流電源、２……インバータ装置、３…
…負荷装置、４……限流抵抗、５，５′……スイ
ツチング用素子、６，６′……ダイオード、７…
…トランス、８……共振用インダクタンス素子、
９……共振用コンデンサ、１０……直流高電圧発
生回路、１１……充電用高抵抗、１２……抵抗
器、Ｉv……インバータ部、Ｃa……高電圧充電回
路部。
Claims (1)
- １ 放電々極間に発生させた気体放電により光フ
アイバを融着接続する装置において、直流電源か
らの直流電圧を交互に開閉する少くとも一対のス
イツチング用半導体素子、共振用インダクタンス
素子及び共振用コンデンサとからなる直列共振型
インバータを備えると共に、前記共振用コンデン
サの負荷側端子に直流高電圧発生回路の出力端子
を大きなインピーダンスを有するインピーダンス
素子を介して接続してなり、前記共振用コンデン
サが前記インピーダンス素子を介して前記直流高
電圧発生回路からの微小電流によりある電圧まで
充電されるとき前記放電々極をトリガし、このト
リガ後は前記直流高電圧発生回路の出力に実質的
に影響されない共振電流を前記放電々極間に供給
して光フアイバを融着接続することを特徴とする
光フアイバ融着接続装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2087880A JPS56117583A (en) | 1980-02-21 | 1980-02-21 | Inverter device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2087880A JPS56117583A (en) | 1980-02-21 | 1980-02-21 | Inverter device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56117583A JPS56117583A (en) | 1981-09-16 |
| JPS6122555B2 true JPS6122555B2 (ja) | 1986-06-02 |
Family
ID=12039438
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2087880A Granted JPS56117583A (en) | 1980-02-21 | 1980-02-21 | Inverter device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56117583A (ja) |
-
1980
- 1980-02-21 JP JP2087880A patent/JPS56117583A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56117583A (en) | 1981-09-16 |
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