JPS61234109A - 中間周波増幅回路 - Google Patents
中間周波増幅回路Info
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- JPS61234109A JPS61234109A JP7513385A JP7513385A JPS61234109A JP S61234109 A JPS61234109 A JP S61234109A JP 7513385 A JP7513385 A JP 7513385A JP 7513385 A JP7513385 A JP 7513385A JP S61234109 A JPS61234109 A JP S61234109A
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- Japan
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- differential amplifier
- stage
- electric field
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- pair
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- 230000005684 electric field Effects 0.000 claims abstract description 28
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 25
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims abstract description 10
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims abstract description 10
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 abstract description 7
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 abstract description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 102220099820 rs878853791 Human genes 0.000 description 1
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、無線受信機に利用する受信機の受信電界強度
の検出機能を有する電界検出機能付の中間周波増幅回路
に関する。
の検出機能を有する電界検出機能付の中間周波増幅回路
に関する。
本発明は、受信機の受信電界強度の検出機能を有する電
界検出機能付の中間周波増幅回路において、 電界検出回路に、二重平衡型差動増幅器を用い、かつ最
終段の二重平衡型差増幅器の第一の入力対をエミッタ抵
抗を有する差動トランジスタ対と、エミッタ抵抗を有さ
ない差動トランジスタ対との並列接続回路とすることに
より、 回路の簡単化と、感度、温度特性、直線性、ダイナミッ
クレンジ等の検出特性の向上を図ったものである。
界検出機能付の中間周波増幅回路において、 電界検出回路に、二重平衡型差動増幅器を用い、かつ最
終段の二重平衡型差増幅器の第一の入力対をエミッタ抵
抗を有する差動トランジスタ対と、エミッタ抵抗を有さ
ない差動トランジスタ対との並列接続回路とすることに
より、 回路の簡単化と、感度、温度特性、直線性、ダイナミッ
クレンジ等の検出特性の向上を図ったものである。
従来、電界検出機能を有する中間周波増幅回路の構成は
、第３図に示すように多段の差動増幅器（トランジスタ
Ｑ１〜ＱＩＯからなる第１段、トランジスタＱｌｌ〜Ｑ
１９からなる第２段、トランジスタＱ２０〜Ｑ２７から
なる第３段。）の各段の出力を、コンデンサＣ８、Ｃ９
、Ｃ１０を用いて平滑化し、それぞれの段の出力電流波
形を加算して電界レベル情報を出している。
、第３図に示すように多段の差動増幅器（トランジスタ
Ｑ１〜ＱＩＯからなる第１段、トランジスタＱｌｌ〜Ｑ
１９からなる第２段、トランジスタＱ２０〜Ｑ２７から
なる第３段。）の各段の出力を、コンデンサＣ８、Ｃ９
、Ｃ１０を用いて平滑化し、それぞれの段の出力電流波
形を加算して電界レベル情報を出している。
第３図において、０１〜Ｃ１１はコンデンサ、Ｄｌはダ
イオード、Ｑ３８〜、Ｃ５０はトランジスタ、Ｒ１〜Ｒ
２Ｂ、Ｒ３１−Ｒ４３は抵抗、ＶＩＮは中間周波信号入
力電圧（以下、ＩＦ信号入力電圧という。）ｖＯは中間
周波信号出力電圧（以下、ＩＦ信号出力電圧という、
）ＶＳは電界検出出力電圧、ＶＣＣは電源電圧である。
イオード、Ｑ３８〜、Ｃ５０はトランジスタ、Ｒ１〜Ｒ
２Ｂ、Ｒ３１−Ｒ４３は抵抗、ＶＩＮは中間周波信号入
力電圧（以下、ＩＦ信号入力電圧という。）ｖＯは中間
周波信号出力電圧（以下、ＩＦ信号出力電圧という、
）ＶＳは電界検出出力電圧、ＶＣＣは電源電圧である。
ところで、この回路では信号の整流はダイオード（ダイ
オード接続のトランジスタ） （Ｃ２８、Ｃ２９、Ｃ
３０： Ｃ３２、Ｃ３３、Ｃ３４： Ｃ３５、Ｃ３６、
Ｃ３７）を用いているので、特に温度特性が悪くなり、
温度特性を補償するためには回路が複雑になる欠点があ
る。
オード接続のトランジスタ） （Ｃ２８、Ｃ２９、Ｃ
３０： Ｃ３２、Ｃ３３、Ｃ３４： Ｃ３５、Ｃ３６、
Ｃ３７）を用いているので、特に温度特性が悪くなり、
温度特性を補償するためには回路が複雑になる欠点があ
る。
また整流器は上述のようにダイオードを用いる半波整流
方式であることにより、各々にコンデンサ（０８、Ｃ９
、Ｃｌ０）が必要である。従って、中間周波数を下げる
と、その分だけ大き！１容量のコンデンサが必要となる
。
方式であることにより、各々にコンデンサ（０８、Ｃ９
、Ｃｌ０）が必要である。従って、中間周波数を下げる
と、その分だけ大き！１容量のコンデンサが必要となる
。
従って、集積回路化する場合には、上述のコンデンサを
形成するためにチップサイズが大きくなる。またコンデ
ンサを外付けにしてチップ寸法を小さくするためには、
各段毎に外付はコンデンサが必要となり、このため外付
はコンデンサ用の端子が増えて、集積回路化には不利で
あった。
形成するためにチップサイズが大きくなる。またコンデ
ンサを外付けにしてチップ寸法を小さくするためには、
各段毎に外付はコンデンサが必要となり、このため外付
はコンデンサ用の端子が増えて、集積回路化には不利で
あった。
また整流器が上述のようにダイオードを用いたものであ
り、従ってトランジスタＱ１〜ＱＩＱからなる第１段目
の差動増幅器が、飽和するレベル以上の電界は検出でき
ない。
り、従ってトランジスタＱ１〜ＱＩＱからなる第１段目
の差動増幅器が、飽和するレベル以上の電界は検出でき
ない。
ダイナミックレンジを拡げるために、多段化して差動増
幅器の総利得を上げていっても、上述の飽和レベルで最
大入力レベルが決定され、十分なダイナミックレンジが
得られなかった。
幅器の総利得を上げていっても、上述の飽和レベルで最
大入力レベルが決定され、十分なダイナミックレンジが
得られなかった。
一方、入力信号検出電圧の対数特性に対する直線性から
のずれを小さくするためには、一般的に上述した差動増
幅器１段当たりの利得を下げて、かつ多段化する必要が
ある。この場合には、コンデンサも整流器の段数だけ必
要となり、上述した欠点がいずれも一層拡大されること
になる。
のずれを小さくするためには、一般的に上述した差動増
幅器１段当たりの利得を下げて、かつ多段化する必要が
ある。この場合には、コンデンサも整流器の段数だけ必
要となり、上述した欠点がいずれも一層拡大されること
になる。
従って本発明の目的は、上記欠点を除去し、低い中間周
波数から動作し、入力電界検出電圧の温度特性に優れ、
直線性に優れた高い入力信号レベルでも動作する広いダ
イナミックレンジの電界検出機能を有する中間周波増幅
回路を小さい回路規模で構成した電界検出機能付きの中
間周波増幅回路を提供することにある。
波数から動作し、入力電界検出電圧の温度特性に優れ、
直線性に優れた高い入力信号レベルでも動作する広いダ
イナミックレンジの電界検出機能を有する中間周波増幅
回路を小さい回路規模で構成した電界検出機能付きの中
間周波増幅回路を提供することにある。
本発明の中間周波増幅回路は、各段に共通エミッタ型の
トランジスタ対を含み、縦続接続されたｎ段（ｎは２以
上の自然数）の中間周波数信号増幅用の差動増幅器と、
このｎ段の差増幅器の最終段を含むｍ段（ｍはｎ以下の
自然数）の信号をそれぞれ分岐して整流するｍ個の整流
回路と、このｍ個の整流回路の出力を加算して電界検出
出力信号とする加算回路とを備えた中間周波増幅回路に
おいて、前記整流回路は差増幅器を含む両波整流回路で
あり、前記ｍ個の整流回路のうち少なくとも前記最終段
に接続された差増幅器は二重平衡型差動増幅器であり、
その第一の対トランジスタは両エミンタが直接結合され
、その第二の対トランジスタは両エミフタが抵抗器を介
して結合された構成であることを特徴とする。
トランジスタ対を含み、縦続接続されたｎ段（ｎは２以
上の自然数）の中間周波数信号増幅用の差動増幅器と、
このｎ段の差増幅器の最終段を含むｍ段（ｍはｎ以下の
自然数）の信号をそれぞれ分岐して整流するｍ個の整流
回路と、このｍ個の整流回路の出力を加算して電界検出
出力信号とする加算回路とを備えた中間周波増幅回路に
おいて、前記整流回路は差増幅器を含む両波整流回路で
あり、前記ｍ個の整流回路のうち少なくとも前記最終段
に接続された差増幅器は二重平衡型差動増幅器であり、
その第一の対トランジスタは両エミンタが直接結合され
、その第二の対トランジスタは両エミフタが抵抗器を介
して結合された構成であることを特徴とする。
本発明は、中間周波増幅回路を構成する差動増幅器と、
それに対応して設けられた二重平衡型差動増幅器は、両
波整流回路を構成するので、従来平滑化のために必要と
したコンデンサは不用になる。
それに対応して設けられた二重平衡型差動増幅器は、両
波整流回路を構成するので、従来平滑化のために必要と
したコンデンサは不用になる。
さらに、終段の二重平衡型差動増幅器の第一の入力対を
エミッタ抵抗を有する差動トランジスタ対と、エミッタ
抵抗を有さない差動トランジスタ対との並列回路として
いるので、その利得は両回路の利得の和となり感度が上
がる。従ってＩＦ信号入力電圧ＶＩＮの最小レベルを下
げることができる。
エミッタ抵抗を有する差動トランジスタ対と、エミッタ
抵抗を有さない差動トランジスタ対との並列回路として
いるので、その利得は両回路の利得の和となり感度が上
がる。従ってＩＦ信号入力電圧ＶＩＮの最小レベルを下
げることができる。
これにより、差動増幅器の有する特性とあいまって、感
度、温度特性、直線性、ダイナミックレンジ等の電界検
出特性の向上が図られる。
度、温度特性、直線性、ダイナミックレンジ等の電界検
出特性の向上が図られる。
次に、本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図で、４段構成を
場合を示す。
場合を示す。
トランジスタＱ５１−Ｑ６２は第１段目の両波整流器を
構成し、トランジスタＱ６３〜Ｑ７４は第２段目の両波
整流器を構成し、トランジスタＱ７５〜Ｑ８６は第３段
目の両波整流器を構成し、トランジスタＱ８７〜Ｑ１０
０は第４段目の両波整流器を構成し、トランジスタＱ１
０１〜Ｑ１０２は上記第１段目から４段目までの両波整
流器の負荷電流を加算する電流ミラー回路を構成する。
構成し、トランジスタＱ６３〜Ｑ７４は第２段目の両波
整流器を構成し、トランジスタＱ７５〜Ｑ８６は第３段
目の両波整流器を構成し、トランジスタＱ８７〜Ｑ１０
０は第４段目の両波整流器を構成し、トランジスタＱ１
０１〜Ｑ１０２は上記第１段目から４段目までの両波整
流器の負荷電流を加算する電流ミラー回路を構成する。
抵抗Ｒ７９とコンデンサＣ５１により平滑化された直流
電圧を電界検出出力電圧ＶＳとして出力する。
電圧を電界検出出力電圧ＶＳとして出力する。
本発明の特徴とするところは、上記のように、電界検出
回路として、従来の半波整流回路に代えて、それぞれト
ランジスタＱ５５〜Ｑ６２、Ｑ６７〜Ｑ７４、Ｑ７９〜
Ｑ８６、Ｑ９１〜Ｑ１００からなる二重平衡型差動増幅
器を用い、中間周波増幅回路を構成する各トランジスタ
Ｑ５１〜Ｑ５４、Ｑ６３〜Ｑ６６、Ｑ７５〜Ｑ７Ｂ、Ｑ
８７〜Ｑ９０からなる差動増幅器と合わせて両波整流器
を構成するようにし、さらに終段の二重平衡型差動増幅
器の第一人力対をエミッタ抵抗Ｒ７？、Ｒ７８を有する
トランジスタＱ９５、Ｑ９６からなる第一の差動トラン
ジスタ対とエミッタ抵抗を有さないトランジスタＱ９７
、Ｑ９８からなる第二〇差動トランジスタ対の並列接続
回路とした点にある。
回路として、従来の半波整流回路に代えて、それぞれト
ランジスタＱ５５〜Ｑ６２、Ｑ６７〜Ｑ７４、Ｑ７９〜
Ｑ８６、Ｑ９１〜Ｑ１００からなる二重平衡型差動増幅
器を用い、中間周波増幅回路を構成する各トランジスタ
Ｑ５１〜Ｑ５４、Ｑ６３〜Ｑ６６、Ｑ７５〜Ｑ７Ｂ、Ｑ
８７〜Ｑ９０からなる差動増幅器と合わせて両波整流器
を構成するようにし、さらに終段の二重平衡型差動増幅
器の第一人力対をエミッタ抵抗Ｒ７？、Ｒ７８を有する
トランジスタＱ９５、Ｑ９６からなる第一の差動トラン
ジスタ対とエミッタ抵抗を有さないトランジスタＱ９７
、Ｑ９８からなる第二〇差動トランジスタ対の並列接続
回路とした点にある。
なお、第１図において、Ｃ５１はコンデンサ、１１、■
２は定電流源、Ｒ５１〜Ｒ７９は抵抗である。
２は定電流源、Ｒ５１〜Ｒ７９は抵抗である。
いま、ＩＦ信号入力電圧ＶＩＮは、トランジスタＱ５１
、Ｃ５２からなる第１段目の差動増幅器で増幅された後
、トランジスタＱ５３、Ｃ５４でレベルシフトされ、順
次増幅とレベルシフトを繰り返し、トランジスタＱ９１
、Ｑ９２の差動出力がＩＦ信号出力電圧ＶＯとして出力
される。
、Ｃ５２からなる第１段目の差動増幅器で増幅された後
、トランジスタＱ５３、Ｃ５４でレベルシフトされ、順
次増幅とレベルシフトを繰り返し、トランジスタＱ９１
、Ｑ９２の差動出力がＩＦ信号出力電圧ＶＯとして出力
される。
ところで、ＩＦ信号入力電圧ＶＩＮが次第に大きくなる
と、各々の二重平衡型差動増幅器への入力信号は、上記
差動増幅器により順次増幅されるために、後段はどレベ
ルが大きくなるので、二重平衡型差動増幅器は第４段目
から順次飽和しいく。
と、各々の二重平衡型差動増幅器への入力信号は、上記
差動増幅器により順次増幅されるために、後段はどレベ
ルが大きくなるので、二重平衡型差動増幅器は第４段目
から順次飽和しいく。
従って、上述のように両波整流器を多段接続し電界検出
する場合に、検出可能なＩＦ信号入力電圧ＶＩＮの最大
レベルは、初段の二重平衡型差動増幅器の飽和レベルで
決定され、一方検出可能な■Ｆ信号入力電圧ＶＩＮの最
小レベルは最終段の二重平衡型差動増幅器の感度で決定
される。
する場合に、検出可能なＩＦ信号入力電圧ＶＩＮの最大
レベルは、初段の二重平衡型差動増幅器の飽和レベルで
決定され、一方検出可能な■Ｆ信号入力電圧ＶＩＮの最
小レベルは最終段の二重平衡型差動増幅器の感度で決定
される。
従って、電界検出のダイナミックレンジを上げるには、
初段の二重平衡型差動増幅器の飽和レベルを上げるか、
最終段の二重平衡型差動増幅器の感度を上げることで実
現できる。
初段の二重平衡型差動増幅器の飽和レベルを上げるか、
最終段の二重平衡型差動増幅器の感度を上げることで実
現できる。
以下、このことについて数式を用いてその動作を説明す
る。
る。
トランジスタＱ９７、Ｑ９８と定電流源Ｉ３で構成され
る差動増幅器の利得ｇａ＋は、 ■３ である。つぎに、トランジスタＱ９５、Ｑ９６、抵抗Ｒ
７？、Ｒ７８と定電流源■２で構成される差動増幅器の
利得ｇ４□は、 ■２ と表される。ただし、 Ｒ２７＝ Ｒ２Ｂ＝ ＲＥ １ ここで、 Ｔ ＶＴ ＝ −−−−−−−−−−−−・（３）ｋ：ボ
ルツマン定数 Ｔ：絶対温度 ｑ：電子の電荷 いま１２＝Ｉ３とおけば、第４段目の二重平衡型差動増
幅器を構成している並列接続された差動増幅器部の利得
ｇ４は ｇ ａ ”” ｇ ａ ｔ ＋ ｇ ａ ｚ
−−−−−−−−−−（４）と表される。従って、
トランジスタＱ９７、Ｑ９８と定電流源■３で構成され
る差動増幅器を並列接続しないときの利得との比ｇ＊／
ｇ４よは、と表される。
る差動増幅器の利得ｇａ＋は、 ■３ である。つぎに、トランジスタＱ９５、Ｑ９６、抵抗Ｒ
７？、Ｒ７８と定電流源■２で構成される差動増幅器の
利得ｇ４□は、 ■２ と表される。ただし、 Ｒ２７＝ Ｒ２Ｂ＝ ＲＥ １ ここで、 Ｔ ＶＴ ＝ −−−−−−−−−−−−・（３）ｋ：ボ
ルツマン定数 Ｔ：絶対温度 ｑ：電子の電荷 いま１２＝Ｉ３とおけば、第４段目の二重平衡型差動増
幅器を構成している並列接続された差動増幅器部の利得
ｇ４は ｇ ａ ”” ｇ ａ ｔ ＋ ｇ ａ ｚ
−−−−−−−−−−（４）と表される。従って、
トランジスタＱ９７、Ｑ９８と定電流源■３で構成され
る差動増幅器を並列接続しないときの利得との比ｇ＊／
ｇ４よは、と表される。
第２図は（６）式をデシベル（ｄＢ）表示したもので、
横軸はＩＦ信号入力電圧ＶＩＮ （ｄＢ） 、縦軸は電
界検出出力電圧ＶＳを示す。同図から明らかなように、
ダイナミックレンジが だけ拡大するのが分かる。なお、同図においてＧＯは差
動増幅器１段辺りの利得である。
横軸はＩＦ信号入力電圧ＶＩＮ （ｄＢ） 、縦軸は電
界検出出力電圧ＶＳを示す。同図から明らかなように、
ダイナミックレンジが だけ拡大するのが分かる。なお、同図においてＧＯは差
動増幅器１段辺りの利得である。
例えば、ＲＥＩ ・１２ ＝８Ｖ？と設定すれば、ａｇ
となる。従って、トランジスタＱ９７、Ｑ９８と定電流
源■３で構成される差動増幅器を並列接続することで、
第４段目の二重平衡型差動増幅器の感度を上げられ、そ
の分低い入力電界レベルから検出することが可能となり
電界検出のダイナミックレンジを拡大できる。
源■３で構成される差動増幅器を並列接続することで、
第４段目の二重平衡型差動増幅器の感度を上げられ、そ
の分低い入力電界レベルから検出することが可能となり
電界検出のダイナミックレンジを拡大できる。
なお、上述の実施例において、中間周波数信号増幅用の
差動増幅器の段数ｎと、整流回路の数ｍを等しくしたが
、整流回路の数ｍは例えば初段の差動増幅器には設けな
いなど、ｎ以下の個数でも本発明が実現できることは明
らかである。
差動増幅器の段数ｎと、整流回路の数ｍを等しくしたが
、整流回路の数ｍは例えば初段の差動増幅器には設けな
いなど、ｎ以下の個数でも本発明が実現できることは明
らかである。
以上説明したように、本発明によれば、終段の二重平衡
型差動増幅器の第一の入力対となるエミッタ抵抗が挿入
されたトランジスタ対にエミッタが共通に接続されたト
ランジスタ対を並列接続することで、小信号入力まで検
出でき広いダイナミックレンジにわたる電界検出機能が
得られる。
型差動増幅器の第一の入力対となるエミッタ抵抗が挿入
されたトランジスタ対にエミッタが共通に接続されたト
ランジスタ対を並列接続することで、小信号入力まで検
出でき広いダイナミックレンジにわたる電界検出機能が
得られる。
また、両波整流器として二重平衡型差動増幅器を用いる
ことにより、位相を合わせることができ、従来の半波整
流器を用いた場合に各段毎に必要とされた整流器用のコ
ンデンサを省くことができ、小チップ面積で集積回路化
が可能となる。
ことにより、位相を合わせることができ、従来の半波整
流器を用いた場合に各段毎に必要とされた整流器用のコ
ンデンサを省くことができ、小チップ面積で集積回路化
が可能となる。
さらに、差動増幅器を検出回路として用いているので、
温度特性、直線性等の検出特性が改善される。
温度特性、直線性等の検出特性が改善される。
従って本発明によれば、電界検出特性に優れ、集積回路
化が容易な電界検出機能付の中間周波増幅回路が得られ
る。
化が容易な電界検出機能付の中間周波増幅回路が得られ
る。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図。
第２図はその特性図。
第３図は従来例を示す回路図。
Ｃ５１・・・コンデンサ、Ｉ１、Ｉ２・・・定電流源、
Ｑ５１〜Ｑ６０、Ｑ６３〜Ｑ７２、Ｑ７５〜Ｑ８４、Ｑ
８７〜Ｑ９８、Ｑ１０１〜Ｑ１０２・・・ＮＰＮ）ラン
ジスタ、Ｃ６１、Ｑ６２、Ｃ７３、Ｃ７４、Ｃ８５、Ｃ
８６、Ｑ９９、Ｑ１００・ＰＮＰトランジスタ、Ｒ５１
〜Ｒ７９・・・抵抗、ＶＩＮ・・・中間周波信号入力電
圧、ＶＯ・・・中間周波信号出力電圧、ＶＳ・・・電界
検出出力電圧、ＶＣＣ・・・電源電圧。
Ｑ５１〜Ｑ６０、Ｑ６３〜Ｑ７２、Ｑ７５〜Ｑ８４、Ｑ
８７〜Ｑ９８、Ｑ１０１〜Ｑ１０２・・・ＮＰＮ）ラン
ジスタ、Ｃ６１、Ｑ６２、Ｃ７３、Ｃ７４、Ｃ８５、Ｃ
８６、Ｑ９９、Ｑ１００・ＰＮＰトランジスタ、Ｒ５１
〜Ｒ７９・・・抵抗、ＶＩＮ・・・中間周波信号入力電
圧、ＶＯ・・・中間周波信号出力電圧、ＶＳ・・・電界
検出出力電圧、ＶＣＣ・・・電源電圧。
Claims (1)
- （１）各段に共通エミッタ型のトランジスタ対を含み、
縦続接続されたｎ段（ｎは２以上の自然数）の中間周波
信号増幅用の差動増幅器と、 このｎ段の差増幅器の最終段を含むｍ段（ｍはｎ以下の
自然数）の信号をそれぞれ分岐して整流するｍ個の整流
回路と、 このｍ個の整流回路の出力を加算して電界検出出力信号
とする加算回路と を備えた中間周波増幅回路において、 前記整流回路は差増幅器を含む両波整流回路であり、 前記ｍ個の整流回路のうち少なくとも前記最終段に接続
された差増幅器は二重平衡型差動増幅器であり、その第
一の対トランジスタは両エミッタが直接結合され、その
第二の対トランジスタは両エミッタが抵抗器を介して結
合された構成であることを特徴とする中間周波増幅回路
。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7513385A JPS61234109A (ja) | 1985-04-09 | 1985-04-09 | 中間周波増幅回路 |
| US06/800,831 US4680553A (en) | 1985-01-18 | 1985-11-22 | Intermediate frequency amplifier with signal strength detection circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7513385A JPS61234109A (ja) | 1985-04-09 | 1985-04-09 | 中間周波増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61234109A true JPS61234109A (ja) | 1986-10-18 |
| JPH051645B2 JPH051645B2 (ja) | 1993-01-08 |
Family
ID=13567386
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7513385A Granted JPS61234109A (ja) | 1985-01-18 | 1985-04-09 | 中間周波増幅回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61234109A (ja) |
-
1985
- 1985-04-09 JP JP7513385A patent/JPS61234109A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH051645B2 (ja) | 1993-01-08 |
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