JPS61170105A - 電界強度検出機能付中間周波増幅回路 - Google Patents
電界強度検出機能付中間周波増幅回路Info
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- JPS61170105A JPS61170105A JP1057285A JP1057285A JPS61170105A JP S61170105 A JPS61170105 A JP S61170105A JP 1057285 A JP1057285 A JP 1057285A JP 1057285 A JP1057285 A JP 1057285A JP S61170105 A JPS61170105 A JP S61170105A
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- differential amplifier
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- 230000005684 electric field Effects 0.000 title claims abstract description 11
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 8
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 abstract description 4
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 abstract description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 101150089929 figl-1 gene Proteins 0.000 description 1
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- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は受信機の中間周波増幅器の構成に関し。
特に、移動無線或いはテレメータ等に使用するのに適し
た受信機の受信電界の検出方式に関するものである。
た受信機の受信電界の検出方式に関するものである。
従来の技術
本発明の先行技術としては、例えば、 Ｍｉｃｒｏ、７
ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ ａｎｄ Ｒｅ１ｉａｂｉ、、
１１ｔｙ 、 ｖｏｌ、１６ ｌＰＰ。
ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ ａｎｄ Ｒｅ１ｉａｂｉ、、
１１ｔｙ 、 ｖｏｌ、１６ ｌＰＰ。
３４５〜３．６６、 Ｐｅｒｇａｍｏｐ ）’ｒｅｓｓ
、 １９７７ が存在する。
、 １９７７ が存在する。
本発明の従来例として開示されている第２図の回路構成
は上記文献に示されているＣＡ ３０８９なるＩＣ中の
一部を抽出またものである。その他上記文献中における
本明細書の第２図と関係する部分は、Ｆｉｇｌ 、 Ｆ
ｉｇ ２ 、 ＦｉｇＩＯ，Ｆｉｇｌ１． Ｆ’１ｇ１
２及びその説明文である。
は上記文献に示されているＣＡ ３０８９なるＩＣ中の
一部を抽出またものである。その他上記文献中における
本明細書の第２図と関係する部分は、Ｆｉｇｌ 、 Ｆ
ｉｇ ２ 、 ＦｉｇＩＯ，Ｆｉｇｌ１． Ｆ’１ｇ１
２及びその説明文である。
従来、電界検出機能を有する中間周波増幅器の構成は、
第２図に示すように、多段の増幅器（トランジスタＱ１
′〜Ｑ１０′から成る第１段、トランジスタＱ１１′〜
Ｑ１９′から成□る第２段、トランジスタＱ２０′〜Ｑ
２７′から成る第３段）の各段の出力をコンデンサ（０
８′ＩＣ９′、０１０′）を介して整流し、夫々の段の
整流電流波形を加算して、電界レベル情報を出していた
。
第２図に示すように、多段の増幅器（トランジスタＱ１
′〜Ｑ１０′から成る第１段、トランジスタＱ１１′〜
Ｑ１９′から成□る第２段、トランジスタＱ２０′〜Ｑ
２７′から成る第３段）の各段の出力をコンデンサ（０
８′ＩＣ９′、０１０′）を介して整流し、夫々の段の
整流電流波形を加算して、電界レベル情報を出していた
。
発明が解決しようとする問題点
しかしながら、信号の整流はダイオード（Ｑ２８’。
Ｑ２９’、 Ｑ３０’ ＋ Ｑ３２’、 Ｑ３３’、
Ｑ３４’ ＋ Ｑ３５’、 Ｑ３６’。
Ｑ３４’ ＋ Ｑ３５’、 Ｑ３６’。
Ｑ３７’ ）を使って行っているので、温度特性が悪く
なり、温度特性を補償するためには回路が複雑になると
いう欠点がある。
なり、温度特性を補償するためには回路が複雑になると
いう欠点がある。
また、整流器は上述のようにダイオードを用いる半波整
流器方式であることにより、各々にコンデンサ（（Ｅ８
’ 、 Ｇ９’ 、 ＣＩＯ’）が必要であり、従って
、中間周波数を下げると大きなコンデンサを必要とし、
ＩＣ化する場合にはコンデンサを形成するためにチップ
サイズが大きくなる。
流器方式であることにより、各々にコンデンサ（（Ｅ８
’ 、 Ｇ９’ 、 ＣＩＯ’）が必要であり、従って
、中間周波数を下げると大きなコンデンサを必要とし、
ＩＣ化する場合にはコンデンサを形成するためにチップ
サイズが大きくなる。
筐た、コンデンサを外付けにしてチップサイズを小さく
するためには、各段毎に外付コンデンサが必要となり、
この外付はコンデンサ用の端子が増えてＩＣ化には不利
であった。
するためには、各段毎に外付コンデンサが必要となり、
この外付はコンデンサ用の端子が増えてＩＣ化には不利
であった。
更に寸だ、整流器が上述のようにダイオードを用いたも
のであり、従って、トランジスタＱ１′〜Ｑ１０′から
成る第１段目の差動増幅器が飽和する寸での信号入力贅
でしか検出出来ず、ダイナミックレンジは終段の差動増
幅器の飽和レベルで最大入力レベルが決定され、十分な
ダイナミックレンジが得られなかった。
のであり、従って、トランジスタＱ１′〜Ｑ１０′から
成る第１段目の差動増幅器が飽和する寸での信号入力贅
でしか検出出来ず、ダイナミックレンジは終段の差動増
幅器の飽和レベルで最大入力レベルが決定され、十分な
ダイナミックレンジが得られなかった。
一方、入力信号検出電圧のログ特性に対する直線性を向
上させるためには、一般的に上述した差動増幅器１段当
りの利得を下げて多段化する必要がある。この場合、コ
ンデンサも整流器の段数だけ必要となり、−に連し／こ
欠点がいずれもいっそう拡大される。
上させるためには、一般的に上述した差動増幅器１段当
りの利得を下げて多段化する必要がある。この場合、コ
ンデンサも整流器の段数だけ必要となり、−に連し／こ
欠点がいずれもいっそう拡大される。
本発明は従来の」１記事情に―みてなされたものであり
、従って本発明の目的は、」二記諸欠点を改善し、低い
中間周波数から動作し、電界検出電圧の温度特性に曖れ
、直線性の優れた広いダイナミックレンジの電界検出機
能を実現する顕現な中間周波増幅回路を提供することに
ある。
、従って本発明の目的は、」二記諸欠点を改善し、低い
中間周波数から動作し、電界検出電圧の温度特性に曖れ
、直線性の優れた広いダイナミックレンジの電界検出機
能を実現する顕現な中間周波増幅回路を提供することに
ある。
問題点を解決するだめの手段
上記目的を達成する為に、本発明に係る中間周波増幅回
路は、エミッタが共通に接続されたトランジスタ対より
成る差動増幅器がｎ個あり、それぞれの差動増幅器の出
力が順次次段の入力となる様に接続された中間周波増幅
器を構成し、前記差動増幅器の各段に於ける入力信号が
第１の入力となる様にそれぞれエミッタが抵抗を介して
共通に接続されたトランジスタ対のベースに接続され、
それぞれのコレクタに２つのトランジスタ対が、それぞ
れ出力が逆相になる様に接続され上記２つのトランジス
タ対の１対のベースが、第２の入力として上記差動増幅
器の各段に於ける出力と接続される２重平衡型差動増幅
器が複数個あり、」１記複数個の２重平衡型差動増幅器
の負荷電流を加算する回路を持ち、上記加算電流の直流
レベルにより、上記中間周波増幅器の入力信号レベルに
対応する直流電圧を出力することを特徴とする。
路は、エミッタが共通に接続されたトランジスタ対より
成る差動増幅器がｎ個あり、それぞれの差動増幅器の出
力が順次次段の入力となる様に接続された中間周波増幅
器を構成し、前記差動増幅器の各段に於ける入力信号が
第１の入力となる様にそれぞれエミッタが抵抗を介して
共通に接続されたトランジスタ対のベースに接続され、
それぞれのコレクタに２つのトランジスタ対が、それぞ
れ出力が逆相になる様に接続され上記２つのトランジス
タ対の１対のベースが、第２の入力として上記差動増幅
器の各段に於ける出力と接続される２重平衡型差動増幅
器が複数個あり、」１記複数個の２重平衡型差動増幅器
の負荷電流を加算する回路を持ち、上記加算電流の直流
レベルにより、上記中間周波増幅器の入力信号レベルに
対応する直流電圧を出力することを特徴とする。
発明の実施例
次に本発明をその好ましい一実施例として４段構成の場
合を例にとって図面を参照しながら具体的に説明する。
合を例にとって図面を参照しながら具体的に説明する。
第１図は本発明の一実施例を示す回路構成図である。ト
ランジスタＱ１〜Ｑ１２は第１段目の両波整流器を構成
し、トランジスタＱ１３〜Ｑ２４は第２段目の両波整流
器を構成し、トランジスタＱ２５〜Ｑ ３６は第３段目
の両波整流器を構成し、トランジスタＱ３７〜Ｑ４８は
第４段目の両波整流器を構成している。今、 ＩＦ入力
信号ＶＩＮはトランジスタＱｔ 。
ランジスタＱ１〜Ｑ１２は第１段目の両波整流器を構成
し、トランジスタＱ１３〜Ｑ２４は第２段目の両波整流
器を構成し、トランジスタＱ２５〜Ｑ ３６は第３段目
の両波整流器を構成し、トランジスタＱ３７〜Ｑ４８は
第４段目の両波整流器を構成している。今、 ＩＦ入力
信号ＶＩＮはトランジスタＱｔ 。
Ｑ２から成る第１段目の差動増幅器で増幅された後にト
ランジスタＱ３．Ｑ４でレベルシフトされ、次にトラン
ジスタＱ１３．Ｑ１４から成る第２段目の差動増幅器で
増幅された後にトランジスタＱ１５゜Ｑ１６でレベルシ
フトされ、再び、トランジスタＱ５゜Ｑ２６から成る第
３段目の差動増幅器で増幅された後にトランジスタＱ２
７． Ｑ２８でレベルシフトサレ。
ランジスタＱ３．Ｑ４でレベルシフトされ、次にトラン
ジスタＱ１３．Ｑ１４から成る第２段目の差動増幅器で
増幅された後にトランジスタＱ１５゜Ｑ１６でレベルシ
フトされ、再び、トランジスタＱ５゜Ｑ２６から成る第
３段目の差動増幅器で増幅された後にトランジスタＱ２
７． Ｑ２８でレベルシフトサレ。
更にトランジスタＱ３７．Ｑ３８から成る第４段目の差
動増幅器で増幅された後にトランジスタＱ３９゜Ｑ４０
でレベルシフトされて工Ｆ出力Ｖｏとして出力される。
動増幅器で増幅された後にトランジスタＱ３９゜Ｑ４０
でレベルシフトされて工Ｆ出力Ｖｏとして出力される。
今、ＩＦ入力信号ＶＩＮが次第に大きくなると、第１段
目の差動増幅器の出力■２は遂には飽和してしまう。こ
の時に第１段目の２重平衡型増幅器についてみれば、第
１の入力ＶＩＮは正弦波であり、第２の入力■２は矩形
波となっており、第１段目の２重平衡型増幅器の出力波
形は両波整流波形であり、第１段目の２重平衡型増幅器
のエミッタ抵抗Ｒ６゜Ｒ７と第１段目の２重平衡型増幅
器のカレントソース１２との槓と入力信号■工Ｎの大き
さＫより、第１段目の２重平衡型増幅器の飽和レベルが
決定される。
目の差動増幅器の出力■２は遂には飽和してしまう。こ
の時に第１段目の２重平衡型増幅器についてみれば、第
１の入力ＶＩＮは正弦波であり、第２の入力■２は矩形
波となっており、第１段目の２重平衡型増幅器の出力波
形は両波整流波形であり、第１段目の２重平衡型増幅器
のエミッタ抵抗Ｒ６゜Ｒ７と第１段目の２重平衡型増幅
器のカレントソース１２との槓と入力信号■工Ｎの大き
さＫより、第１段目の２重平衡型増幅器の飽和レベルが
決定される。
今、Ｒ６＝ ｆ（７＝ Ｆ（Ｅｌとすれば第１段目の２
重平衡型差動増幅器の飽和は ＶＩＮ≧２ＶＴ ＋ ＲＥＩ Ｉ２ ・・・・・・
・・・・・ （１）なる■工Ｎに対して起こるとみなせ
る。
重平衡型差動増幅器の飽和は ＶＩＮ≧２ＶＴ ＋ ＲＥＩ Ｉ２ ・・・・・・
・・・・・ （１）なる■工Ｎに対して起こるとみなせ
る。
但し、ＶＴ ＝ ｘＴ７゜
以下、第２段目、第３段目、第４段目の２重平衡型差動
増幅器についてもそれぞれ同様に■２≧２ＶＴ ＋ＲＥ
２ 工２ ・・・・・・・・・・・・・・ （２
）但し、ＲＦ２ ＝ Ｆｔ１３ ＝ Ｒ１４■３≧２Ｖ
Ｔ ＋ ＲＦ３ Ｉ２ ・・・・・・・・・・・・
・・ （３）但し、ＲＦ、３ ＝ Ｒ２０＝ Ｒ２１Ｖ
４ ≧２ＶＴ ＋ ＲＦ４ Ｉ２ −・−−（４）
但し、ＲＦ４ ＝ Ｒ２７＝ Ｒ２８ と表わせる。
増幅器についてもそれぞれ同様に■２≧２ＶＴ ＋ＲＥ
２ 工２ ・・・・・・・・・・・・・・ （２
）但し、ＲＦ２ ＝ Ｆｔ１３ ＝ Ｒ１４■３≧２Ｖ
Ｔ ＋ ＲＦ３ Ｉ２ ・・・・・・・・・・・・
・・ （３）但し、ＲＦ、３ ＝ Ｒ２０＝ Ｒ２１Ｖ
４ ≧２ＶＴ ＋ ＲＦ４ Ｉ２ −・−−（４）
但し、ＲＦ４ ＝ Ｒ２７＝ Ｒ２８ と表わせる。
ここで、第１段目の差動増幅器と第２段目の差動増幅器
と第３段目の差動増幅器と第４段目の差動増幅器のいず
れもが利得を持つから、第１図に於いて入力信号ＶＩＮ
の増大に伴ない第４段目の２重平衡型差動増幅器より順
次ｉｎ段に向かって飽和して行く。
と第３段目の差動増幅器と第４段目の差動増幅器のいず
れもが利得を持つから、第１図に於いて入力信号ＶＩＮ
の増大に伴ない第４段目の２重平衡型差動増幅器より順
次ｉｎ段に向かって飽和して行く。
今、第１段目の差動増幅器から第４段目の差動増幅器の
利得を適当に設定し、それぞれｇｌ、Ｒ２゜ｇ３＋ｇ４
とすれは、第１段目の２重平衡型差動増幅器から第４段
目の２重平衡型差動増幅器までの第２の入力端子間のレ
ベル差は ■Ｏ／Ｖ２ ＝ Ｒ２Ｘ Ｒ３Ｘ Ｒ４・・・・ ・・
・・ （５）第１段目の２重平衡型差動増幅器から
第４段目の２重平衡型差動増幅器までの第１の入力端子
間のレベル差は ”４／ＶＩＮ ＝ ｇｌ Ｘ Ｒ２Ｘ Ｒ３−・−・−
・・（６）また、第１段目の２重平衡型差動増幅器と第
４段目の２重平衡型差動増幅器のそれぞれの第１の入力
端子の信号に対する感度比ｇは ２ＶＴ ＋ ＲＥＩＩ２ ”” ２ＶＴ −ＩＲＥ４２ ・・・ ・・・
・・・ （７）テ示セル。ｆｌｌ エＩｄ’、ＲＦ４
＝ ０１ＲＥ１工２ ＝ １８ＶＴ 程度に設定すると
、約２０ｄＢ程度見込める。
利得を適当に設定し、それぞれｇｌ、Ｒ２゜ｇ３＋ｇ４
とすれは、第１段目の２重平衡型差動増幅器から第４段
目の２重平衡型差動増幅器までの第２の入力端子間のレ
ベル差は ■Ｏ／Ｖ２ ＝ Ｒ２Ｘ Ｒ３Ｘ Ｒ４・・・・ ・・
・・ （５）第１段目の２重平衡型差動増幅器から
第４段目の２重平衡型差動増幅器までの第１の入力端子
間のレベル差は ”４／ＶＩＮ ＝ ｇｌ Ｘ Ｒ２Ｘ Ｒ３−・−・−
・・（６）また、第１段目の２重平衡型差動増幅器と第
４段目の２重平衡型差動増幅器のそれぞれの第１の入力
端子の信号に対する感度比ｇは ２ＶＴ ＋ ＲＥＩＩ２ ”” ２ＶＴ −ＩＲＥ４２ ・・・ ・・・
・・・ （７）テ示セル。ｆｌｌ エＩｄ’、ＲＦ４
＝ ０１ＲＥ１工２ ＝ １８ＶＴ 程度に設定すると
、約２０ｄＢ程度見込める。
２重平衡型差動増幅器は掛算器であるから第１図に示す
回路例のＩＦ入力信号ＶＩＮに対するダイナミックレン
ジｄは ｄ ＝ ｇｌ Ｘ Ｒ２Ｘ Ｒ３Ｘ ｇ、４． Ｘ
ｇ ・・・・・・ （８）１で期待出来、ＲＥｔ −
ＲＦ２ ＝ Ｒｌｉ：３ ＝ ＲＦ４とした場合に比べ
て感度比ｇだけダイナミックレンジが拡大することがわ
かる。
回路例のＩＦ入力信号ＶＩＮに対するダイナミックレン
ジｄは ｄ ＝ ｇｌ Ｘ Ｒ２Ｘ Ｒ３Ｘ ｇ、４． Ｘ
ｇ ・・・・・・ （８）１で期待出来、ＲＥｔ −
ＲＦ２ ＝ Ｒｌｉ：３ ＝ ＲＦ４とした場合に比べ
て感度比ｇだけダイナミックレンジが拡大することがわ
かる。
１だ、第１段目の２重平衡型差動増幅器の負荷となるト
ランジスタＱｌｌ、Ｑ１２から成るカレントソースの電
流比をエミッタ抵抗ＲＥ１に応じて決定し、順次第４段
目の２重平衡型差動増幅器の負荷となるトランジスタＱ
４７ 、 Ｑ４Ｂから成るカレントソースの一流比をエ
ミッタ抵抗Ｅ（Ｒ４に応じて決定すれば、第１段目の２
重平衡型差動増幅器の負荷電流から順次第４段目の２重
平衡型差動増幅器の負荷電流１でを加算するトランジス
タＱ４９．Ｑ５０から成るカレントソースの出力電流は
、ＩＦ入力信号ＶＩＮ Ｋ対してＬＯＧ％性を持ち、し
かも直線性を良く出来る。よって、トランジスタＱ４９
．Ｑ５０から成るカレントソースの出力電流を抵抗Ｒ２
９を介してコンデンサＣ１で平滑化すれば、出力電圧Ｖ
ｓから、 ＩＦ入力信号■工Ｎに対するダイナミックレ
ンジが広くかつＬＯＧ特性に対する直線性の良い出力電
圧が得られ、 ＩＦ人力信月レベルを検出出来る。
ランジスタＱｌｌ、Ｑ１２から成るカレントソースの電
流比をエミッタ抵抗ＲＥ１に応じて決定し、順次第４段
目の２重平衡型差動増幅器の負荷となるトランジスタＱ
４７ 、 Ｑ４Ｂから成るカレントソースの一流比をエ
ミッタ抵抗Ｅ（Ｒ４に応じて決定すれば、第１段目の２
重平衡型差動増幅器の負荷電流から順次第４段目の２重
平衡型差動増幅器の負荷電流１でを加算するトランジス
タＱ４９．Ｑ５０から成るカレントソースの出力電流は
、ＩＦ入力信号ＶＩＮ Ｋ対してＬＯＧ％性を持ち、し
かも直線性を良く出来る。よって、トランジスタＱ４９
．Ｑ５０から成るカレントソースの出力電流を抵抗Ｒ２
９を介してコンデンサＣ１で平滑化すれば、出力電圧Ｖ
ｓから、 ＩＦ入力信号■工Ｎに対するダイナミックレ
ンジが広くかつＬＯＧ特性に対する直線性の良い出力電
圧が得られ、 ＩＦ人力信月レベルを検出出来る。
発明の効果
上述の様に、本発明は差動増幅器と２重平衡型差動増幅
器から構成される両波整流器が、交流波形の両波整流機
能の外に上記差動増幅器による交流波形の増幅機能を有
することと、上記２重平衡型差動増幅器を構成するトラ
ンジスタ対にエミツ夕抵抗を挿入することにより２重平
衡型差動増幅器の利得を下げ、飽和レベルを上げられる
ことより、両波整流器の利得と飽和レベルを変えられ、
従って、中間周波増幅回路を多段の両波整流器で構成し
、しかもそれぞれの利得と飽和レベルを変えることによ
り、中間周波信号の増幅と前段出力の両波整流波形が得
られ、しかもそれぞれの両波整流器の両波整流波形が同
相で得られることにより、直流化しなくても、加算が可
能であり、捷た、入力電界レベルの検出は初段の両波整
流器の飽和レベルを上げることにより、大入力でも検出
出来、最終段の両波整流器の感度を上げることにより小
入力まで検出出来、広いダイナミックレンジに亘る電界
検出機能が得られる。
器から構成される両波整流器が、交流波形の両波整流機
能の外に上記差動増幅器による交流波形の増幅機能を有
することと、上記２重平衡型差動増幅器を構成するトラ
ンジスタ対にエミツ夕抵抗を挿入することにより２重平
衡型差動増幅器の利得を下げ、飽和レベルを上げられる
ことより、両波整流器の利得と飽和レベルを変えられ、
従って、中間周波増幅回路を多段の両波整流器で構成し
、しかもそれぞれの利得と飽和レベルを変えることによ
り、中間周波信号の増幅と前段出力の両波整流波形が得
られ、しかもそれぞれの両波整流器の両波整流波形が同
相で得られることにより、直流化しなくても、加算が可
能であり、捷た、入力電界レベルの検出は初段の両波整
流器の飽和レベルを上げることにより、大入力でも検出
出来、最終段の両波整流器の感度を上げることにより小
入力まで検出出来、広いダイナミックレンジに亘る電界
検出機能が得られる。
また、第１図かられかる様に両波整流器として２重平衡
型差動増幅器を用いることにより、位相を合わせられ、
前述の半波整流器の場合に各段毎に必要とされた整流器
用のコンデンサを省くことが出来る。
型差動増幅器を用いることにより、位相を合わせられ、
前述の半波整流器の場合に各段毎に必要とされた整流器
用のコンデンサを省くことが出来る。
従って、本発明によれば、上記整流器用コンテサをＩＣ
チップ上に集積化する必要がなく、小チップ面積で低周
波数から動作する電界強度検出機能を実現できる利点が
ある。
チップ上に集積化する必要がなく、小チップ面積で低周
波数から動作する電界強度検出機能を実現できる利点が
ある。
第１図は本発明の一実施例を４段で構成される両波整流
器で示した回路構成図である。 Ｑ１〜Ｑ５０・・・トランジスタ、Ｒ１−Ｒ２９・・・
抵抗、Ｃ１、・、コンデンサ、１１．Ｉ２・・・定電流
源、Ｖｃｃ・・・電源電圧、ＶＩＮ・・・ＩＦ入力信号
、ｖＯ・・・ＩＦ出力、Ｖｓ・・・直流出力電圧 第２図は従来の回路例を示す構成図である。 Ｑ１′ 〜Ｑ５０′・・トランジスタ、Ｒ】−’ 〜Ｒ
４３′・・・抵抗、０１’〜Ｃ１１′・・・コンデンサ
、Ｄ１′・・ツェナーダイオード、Ｖｃｃ・・・電源電
圧
器で示した回路構成図である。 Ｑ１〜Ｑ５０・・・トランジスタ、Ｒ１−Ｒ２９・・・
抵抗、Ｃ１、・、コンデンサ、１１．Ｉ２・・・定電流
源、Ｖｃｃ・・・電源電圧、ＶＩＮ・・・ＩＦ入力信号
、ｖＯ・・・ＩＦ出力、Ｖｓ・・・直流出力電圧 第２図は従来の回路例を示す構成図である。 Ｑ１′ 〜Ｑ５０′・・トランジスタ、Ｒ】−’ 〜Ｒ
４３′・・・抵抗、０１’〜Ｃ１１′・・・コンデンサ
、Ｄ１′・・ツェナーダイオード、Ｖｃｃ・・・電源電
圧
Claims (1)
- エミッタが共通に接続されたトランジスタ対より成る差
動増幅器がｎ個あり、それぞれの差動増幅器の出力が順
次次段の入力となる様に接続された中間周波増幅器を構
成し、前記差動増幅器の各段に於ける入力信号が第１の
入力となる様にそれぞれエミッタが抵抗を介して共通に
接続されたトランジスタ対のベースに接続され、それぞ
れのコレクタに２つのトランジスタ対が、それぞれ出力
が逆相になる様に接続され上記２つのトランジスタ対の
１対のベースが、第２の入力として上記差動増幅器の各
段に於ける出力と接続される２重平衡型差動増幅器が複
数個あり、上記複数個の２重平衡型差動増幅器の負荷電
流を加算する回路を持ち、上記加算電流の直流レベルに
より、上記中間周波増幅器の入力信号レベルに対応する
直流電圧を出力することを特徴とする電界強度検出機能
付中間周波増幅回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1057285A JPS61170105A (ja) | 1985-01-23 | 1985-01-23 | 電界強度検出機能付中間周波増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1057285A JPS61170105A (ja) | 1985-01-23 | 1985-01-23 | 電界強度検出機能付中間周波増幅回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61170105A true JPS61170105A (ja) | 1986-07-31 |
Family
ID=11753947
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1057285A Pending JPS61170105A (ja) | 1985-01-23 | 1985-01-23 | 電界強度検出機能付中間周波増幅回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61170105A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0241906A (ja) * | 1988-07-29 | 1990-02-13 | Sumitomo Rubber Ind Ltd | 空気入りタイヤ |
-
1985
- 1985-01-23 JP JP1057285A patent/JPS61170105A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0241906A (ja) * | 1988-07-29 | 1990-02-13 | Sumitomo Rubber Ind Ltd | 空気入りタイヤ |
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