JPS6125101B2 - - Google Patents
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- JPS6125101B2 JPS6125101B2 JP13594477A JP13594477A JPS6125101B2 JP S6125101 B2 JPS6125101 B2 JP S6125101B2 JP 13594477 A JP13594477 A JP 13594477A JP 13594477 A JP13594477 A JP 13594477A JP S6125101 B2 JPS6125101 B2 JP S6125101B2
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- Japan
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- circuit
- sampling
- frequency
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- pulse
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 31
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 16
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 11
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 9
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 4
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 claims description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 3
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- OAKJQQAXSVQMHS-UHFFFAOYSA-N Hydrazine Chemical compound NN OAKJQQAXSVQMHS-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
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Classifications
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B61—RAILWAYS
- B61L—GUIDING RAILWAY TRAFFIC; ENSURING THE SAFETY OF RAILWAY TRAFFIC
- B61L3/00—Devices along the route for controlling devices on the vehicle or train, e.g. to release brake or to operate a warning signal
- B61L3/16—Continuous control along the route
- B61L3/22—Continuous control along the route using magnetic or electrostatic induction; using electromagnetic radiation
- B61L3/225—Continuous control along the route using magnetic or electrostatic induction; using electromagnetic radiation using separate conductors along the route
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Mechanical Engineering (AREA)
- Train Traffic Observation, Control, And Security (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、２周波数以上の重畳された信号の
中から目的とする一周波数のゼロクロス点を検出
するゼロクロス点検出装置に関するもので、信号
波のゼロクロス点を高精度でしかも簡単に検出で
きる装置の提供を目的とするものである。
中から目的とする一周波数のゼロクロス点を検出
するゼロクロス点検出装置に関するもので、信号
波のゼロクロス点を高精度でしかも簡単に検出で
きる装置の提供を目的とするものである。
まずはじめに本装置を適用して効果を奏する１
使用例について述べると、線路上のＡ点とＢ点間
を走行する列車の位置を検出するのに次のような
方法がある。すなわち、列車の走行する線路に沿
つて、信号の伝送時間に適当な遅延時間を持たせ
た誘導線を布設し、Ａ点から周波数Fa（HZ）、
Ｂ点から周波数Fb（HZ）の信号を送信する。し
かしてＡ点からＢ点に向つて列車が進行するもの
とすると、信号Faの位相は遅れ、信号Fbの位相
は進むような信号が車上に受信される。かくして
受信された両信号の位相を比較することによつて
列車の走行している位置を知ることができる。こ
の場合誘導線にはFa，Fbの２信号が重畳して伝
送されているので、両信号の位相を比較するには
それぞれの信号について位相の０゜（ゼロクロス
点）を知る必要がある。そのための簡単な方法と
しては通常のLCフイルタで周波数FaとFbの信号
を分離して波形整形する方法があるが、LCフイ
ルタの入力と出力間の位相を周波数FaとFbにつ
いて全く同じに補正することは不可能に近い。こ
のような場合に本発明の装置を用いるとゼロクス
点が高精度でしかも簡単に検出できる。
使用例について述べると、線路上のＡ点とＢ点間
を走行する列車の位置を検出するのに次のような
方法がある。すなわち、列車の走行する線路に沿
つて、信号の伝送時間に適当な遅延時間を持たせ
た誘導線を布設し、Ａ点から周波数Fa（HZ）、
Ｂ点から周波数Fb（HZ）の信号を送信する。し
かしてＡ点からＢ点に向つて列車が進行するもの
とすると、信号Faの位相は遅れ、信号Fbの位相
は進むような信号が車上に受信される。かくして
受信された両信号の位相を比較することによつて
列車の走行している位置を知ることができる。こ
の場合誘導線にはFa，Fbの２信号が重畳して伝
送されているので、両信号の位相を比較するには
それぞれの信号について位相の０゜（ゼロクロス
点）を知る必要がある。そのための簡単な方法と
しては通常のLCフイルタで周波数FaとFbの信号
を分離して波形整形する方法があるが、LCフイ
ルタの入力と出力間の位相を周波数FaとFbにつ
いて全く同じに補正することは不可能に近い。こ
のような場合に本発明の装置を用いるとゼロクス
点が高精度でしかも簡単に検出できる。
つぎに本発明の実施例について図面と共に説明
すると、第１図は本装置を構成する回路のブロツ
ク図で、サンプリング回路１は入力信号ａ（ｔ）
（上記使用例の場合は周波数FaとFbが重畳された
信号）をサンプリング周期に較べて十分に短い時
間だけ取込む回路である。次に接続されている平
滑回路２はサンプリング回路１からの出力波を平
滑化する。３はその入力に加える電圧で発振周波
数を制御できるパルス発振回路で次段の可変移相
回路４を制御するクロツクパルスを発生する。可
変移送回路４は、前記クロツクパルスの周波数に
よつて、その入出力間のアナログ信号の伝送時間
を制御できるもので、この種回路の１例として
Bucket Brigade Device（BBD）として集積回路
化されたものがある。サンプリング回路１の入力
回路と可変移送回路４の入力との間に接続されて
いる帯域フイルタ６は入力信号ａ（ｔ）の中から
ゼロクロス点を検出すべき目的の一周波数（例え
ば周波数Fa）の信号のみを取出すためのフイル
タであつて、その入出力間の位相遅れは可変移相
回路４で制御できる範囲であれば問題はない。も
し必要があれば遅延等化器を用いてもよい。
すると、第１図は本装置を構成する回路のブロツ
ク図で、サンプリング回路１は入力信号ａ（ｔ）
（上記使用例の場合は周波数FaとFbが重畳された
信号）をサンプリング周期に較べて十分に短い時
間だけ取込む回路である。次に接続されている平
滑回路２はサンプリング回路１からの出力波を平
滑化する。３はその入力に加える電圧で発振周波
数を制御できるパルス発振回路で次段の可変移相
回路４を制御するクロツクパルスを発生する。可
変移送回路４は、前記クロツクパルスの周波数に
よつて、その入出力間のアナログ信号の伝送時間
を制御できるもので、この種回路の１例として
Bucket Brigade Device（BBD）として集積回路
化されたものがある。サンプリング回路１の入力
回路と可変移送回路４の入力との間に接続されて
いる帯域フイルタ６は入力信号ａ（ｔ）の中から
ゼロクロス点を検出すべき目的の一周波数（例え
ば周波数Fa）の信号のみを取出すためのフイル
タであつて、その入出力間の位相遅れは可変移相
回路４で制御できる範囲であれば問題はない。も
し必要があれば遅延等化器を用いてもよい。
パルス発生回路５は、前記帯域フイルタ６によ
り選択され、かつ可変移相回路４を通じて送られ
てくる目的の一周波数（例えば周波数Fa）に同
期した同一周波数のサンプリングパルスを発生す
る回路である。
り選択され、かつ可変移相回路４を通じて送られ
てくる目的の一周波数（例えば周波数Fa）に同
期した同一周波数のサンプリングパルスを発生す
る回路である。
第２図は増巾器Ａ、抵抗R1，R2、コンデンサ
Ｃからなる演算増巾器で、第１図の平滑回路２に
前記の演算増巾器を使用した場合の第１図の回路
の伝達関数を求めると次式のようになる。
Ｃからなる演算増巾器で、第１図の平滑回路２に
前記の演算増巾器を使用した場合の第１図の回路
の伝達関数を求めると次式のようになる。
すなわち、
Φｒ／Φｉ＝Ｋａ／Ｙ＋Ｋａ……
ただし、
Φｒ…帰還回路の位相についての応答関数
Φｉ…帰還回賂の位相についての入力関数
ａ＝１／Ｒ１Ｃ，Ｙ…複素周波数
Ｋ＝K1・K2・K3またはＫ≫１／R2が成立する
K1…サンプリング回路１の利得
K2…平滑回路２の利得
K3…パルス発振回路３と可変移相回路４の利得
ここにK2＜Ｏ，K3＜ＯであるからK1＞Ｏにすれ
ば式で表わされる伝達関数は複素平面の負の実
軸上に極を持つので第１図に示す帰還回路（パル
ス発振回路３→可変移送回路４→パルス発生回路
５→サンプリング回路１）の動作は安定であるこ
とがわかる。
ば式で表わされる伝達関数は複素平面の負の実
軸上に極を持つので第１図に示す帰還回路（パル
ス発振回路３→可変移送回路４→パルス発生回路
５→サンプリング回路１）の動作は安定であるこ
とがわかる。
そこで、第３図のタイムチヤートによつて第１
図の回路の動作を説明すると、第３図のチヤート
ａは入力信号ａ（ｔ）の波形で、説明を簡単にす
るためにゼロクロス点を検出すべき信号のみの場
合を示す。なお、このようにゼロクロス点を検出
すべき信号のみを示して説明を行なうのは次の理
由による。
図の回路の動作を説明すると、第３図のチヤート
ａは入力信号ａ（ｔ）の波形で、説明を簡単にす
るためにゼロクロス点を検出すべき信号のみの場
合を示す。なお、このようにゼロクロス点を検出
すべき信号のみを示して説明を行なうのは次の理
由による。
即ち、入力信号ａ（ｔ）は実際には周波数Fa
とFbとの混合信号であるが、いまゼロクロス点
を検出すべき信号が周波数Faの方であると仮定
すると、帯域フイルタ６はこの周波数Faのみを
抽出するよう設定されるので、パルス発生回路５
からはこの周波数Faに同期した同一周波数のサ
ンプリングパルスが出力される。従つて、この周
波数Faのサンプリングパルスによりサンプリン
グ回路１において入力信号ａ（ｔ）をサンプリン
グすると、入力信号ａ（ｔ）のうち周波数Faの
信号に対しては毎周期ごとに常に同一時間位置で
サンプリングする。一方、周波数Fbの信号に対
しては毎周期ごとに異なる時間位置でサンプリン
グすることになる。平滑回路２にはこの周波数
FaとFbの２つの信号に対するサンプリング出力
の合成波が入力することになるが、周波数Fbの
信号のサンプリング出力成分は周波数Fbに対す
るサンプリング位置がまつたくランダムであるた
め、平滑回路２で平滑して直流化すると電位零と
なつて消去されてしまう。しかし、常に同一の時
間位置でサンプリングされる周波数Faのサンプ
リング出力は同一の電位及び極性からなるパルス
列であるため、その平滑した直流出力は特定極性
の或る直流電位となり、平滑回路２の平滑出力は
ゼロクロス点を検出すべき目的の周波数Faの信
号成分のみとなる。
とFbとの混合信号であるが、いまゼロクロス点
を検出すべき信号が周波数Faの方であると仮定
すると、帯域フイルタ６はこの周波数Faのみを
抽出するよう設定されるので、パルス発生回路５
からはこの周波数Faに同期した同一周波数のサ
ンプリングパルスが出力される。従つて、この周
波数Faのサンプリングパルスによりサンプリン
グ回路１において入力信号ａ（ｔ）をサンプリン
グすると、入力信号ａ（ｔ）のうち周波数Faの
信号に対しては毎周期ごとに常に同一時間位置で
サンプリングする。一方、周波数Fbの信号に対
しては毎周期ごとに異なる時間位置でサンプリン
グすることになる。平滑回路２にはこの周波数
FaとFbの２つの信号に対するサンプリング出力
の合成波が入力することになるが、周波数Fbの
信号のサンプリング出力成分は周波数Fbに対す
るサンプリング位置がまつたくランダムであるた
め、平滑回路２で平滑して直流化すると電位零と
なつて消去されてしまう。しかし、常に同一の時
間位置でサンプリングされる周波数Faのサンプ
リング出力は同一の電位及び極性からなるパルス
列であるため、その平滑した直流出力は特定極性
の或る直流電位となり、平滑回路２の平滑出力は
ゼロクロス点を検出すべき目的の周波数Faの信
号成分のみとなる。
従つて、目的外の周波数Fbの信号を省略して
も動作説明上何ら問題を生じないため、第３図の
チヤートａは入力信号ａ（ｔ）中のゼロクロス点
を検出すべき目的の周波数信号のみを図示したも
のである。チヤートｂはチヤートａの入力信号に
対して進み位相の場合のサンプリングパルスの波
形であり、チヤートｃはチヤートｂのサンプリン
グパルスで入力信号をサンプリングした信号を平
滑回路２で平滑にした状態で、この場合平滑回路
２の出力は負の電圧ｖとなる。同様にサンプリン
グパルスが遅れ位相の場合をチヤートｄに示す。
この場合の平滑回路２の出力はチヤートｅに示す
ように正の電圧ｖとなる。
も動作説明上何ら問題を生じないため、第３図の
チヤートａは入力信号ａ（ｔ）中のゼロクロス点
を検出すべき目的の周波数信号のみを図示したも
のである。チヤートｂはチヤートａの入力信号に
対して進み位相の場合のサンプリングパルスの波
形であり、チヤートｃはチヤートｂのサンプリン
グパルスで入力信号をサンプリングした信号を平
滑回路２で平滑にした状態で、この場合平滑回路
２の出力は負の電圧ｖとなる。同様にサンプリン
グパルスが遅れ位相の場合をチヤートｄに示す。
この場合の平滑回路２の出力はチヤートｅに示す
ように正の電圧ｖとなる。
パルス発振回路３はその発振周波数を制御する
平滑回路２の出力電圧ｖが高くなるにつれて発振
周波数が高くなるように構成されている。従つて
サンプリングパルスの位相が遅れた場合に可変移
送回路４に入力するクロツクパルスの周波数が高
くなり可変移相回路４の入出力間における信号伝
達時間が短くなる。このことはパルス発生器５の
発生するサンプリングパルスの位相を進めるよう
に作用して信号とサンプリングパルスの位相ずれ
を修正するように動作する。
平滑回路２の出力電圧ｖが高くなるにつれて発振
周波数が高くなるように構成されている。従つて
サンプリングパルスの位相が遅れた場合に可変移
送回路４に入力するクロツクパルスの周波数が高
くなり可変移相回路４の入出力間における信号伝
達時間が短くなる。このことはパルス発生器５の
発生するサンプリングパルスの位相を進めるよう
に作用して信号とサンプリングパルスの位相ずれ
を修正するように動作する。
次に周波数の選択特性について説明する。雑音
は正弦波で合成が可能であるから、１周波数の正
弦波について説明する。いま入力をan（ｔ）＝sin
（２πfnt＋）と仮定し、サンプリングパルスの
周波数をfsと仮定すると、サンプリング回路１の
出力は bn（ｔ）＝sin（２πｆｎＮ／ｆｓ＋）…… ただし Ｎ＝０，１，２，……の整数で表わされ
る。fn＝Mfs（ただしＭは整数）の場合、式は bn（ｔ）＝sin（２πNM＋）＝sin…… となる。式で表わされる雑音を平滑回路２で平
滑にすると直流となるので、ゼロクロス点検出の
誤差となる。しかし、前述の使用例の場合に周波
数FaとFbを整数倍の周波数となるように決める
と位置検出は不能になる。従つて周波数FaとFb
とを整数倍とはならないようにすることで、本装
置は使用できる。
は正弦波で合成が可能であるから、１周波数の正
弦波について説明する。いま入力をan（ｔ）＝sin
（２πfnt＋）と仮定し、サンプリングパルスの
周波数をfsと仮定すると、サンプリング回路１の
出力は bn（ｔ）＝sin（２πｆｎＮ／ｆｓ＋）…… ただし Ｎ＝０，１，２，……の整数で表わされ
る。fn＝Mfs（ただしＭは整数）の場合、式は bn（ｔ）＝sin（２πNM＋）＝sin…… となる。式で表わされる雑音を平滑回路２で平
滑にすると直流となるので、ゼロクロス点検出の
誤差となる。しかし、前述の使用例の場合に周波
数FaとFbを整数倍の周波数となるように決める
と位置検出は不能になる。従つて周波数FaとFb
とを整数倍とはならないようにすることで、本装
置は使用できる。
さらに、mfn＝Mfs（さだしｍ≠１，Ｍ≠１，
ｍ≠Ｍなる整数）の場合、 bq（ｔ）＝sin（２π・ＭＮ／ｍ＋）…… で表わされる。これはｍ個のパルスを１周期とす
るパルス振巾変調（PAM）波であり、振巾の平
均値は０である。すなわち平滑回路２によつて必
要な値まで十分に減衰させることができる。もし
mfn＝Mfsが成立しない場合には適当な整数m′，
M′で必要な精度で近似が可能であるから式の
場合と同様に十分に減衰させることができる。
ｍ≠Ｍなる整数）の場合、 bq（ｔ）＝sin（２π・ＭＮ／ｍ＋）…… で表わされる。これはｍ個のパルスを１周期とす
るパルス振巾変調（PAM）波であり、振巾の平
均値は０である。すなわち平滑回路２によつて必
要な値まで十分に減衰させることができる。もし
mfn＝Mfsが成立しない場合には適当な整数m′，
M′で必要な精度で近似が可能であるから式の
場合と同様に十分に減衰させることができる。
またサンプリングパルスと雑音の間に相関がな
ければ、標本値の平均の分散は雑音関数の分散を
標本の大きさで割つた値に等しく、信号対雑音比
（Ｓ／Ｎ）の改善度Ｇは Ｇ＝10logS ただしＳは標本の大きさで表わさ
れる。
ければ、標本値の平均の分散は雑音関数の分散を
標本の大きさで割つた値に等しく、信号対雑音比
（Ｓ／Ｎ）の改善度Ｇは Ｇ＝10logS ただしＳは標本の大きさで表わさ
れる。
以上に述べた理由から、前述の使用例の場合の
ように使用状態を限定すれば十分に実用が可能で
ある。
ように使用状態を限定すれば十分に実用が可能で
ある。
なお出力信号としての入力信号のゼロクス点に
一致したパルスはサンプリングパルス発生回路５
の出力から、また入力信号との位相の一致した正
弦波は可変移相回路４の出力からそれぞれ得られ
る。前記使用例の場合には第１図に示した回路を
２回路用いて周波数Fa（HZ）とFb（HZ）の信
号のゼロクス点のパルスを得て、それらパルス間
の位相を調べる。
一致したパルスはサンプリングパルス発生回路５
の出力から、また入力信号との位相の一致した正
弦波は可変移相回路４の出力からそれぞれ得られ
る。前記使用例の場合には第１図に示した回路を
２回路用いて周波数Fa（HZ）とFb（HZ）の信
号のゼロクス点のパルスを得て、それらパルス間
の位相を調べる。
本発明は、以上述べた如き構成、作用になるも
のであるから、２周波数以上の重畳された混合信
号の中から目的とする一周波数の信号のゼロクロ
ス点を高精度かつ簡単に検出でき、しかも当該被
検出周波数と完全に位相の一致したゼロクロス出
力を得ることができるという極めて優れた効果を
奏するものである。
のであるから、２周波数以上の重畳された混合信
号の中から目的とする一周波数の信号のゼロクロ
ス点を高精度かつ簡単に検出でき、しかも当該被
検出周波数と完全に位相の一致したゼロクロス出
力を得ることができるという極めて優れた効果を
奏するものである。
図面は本発明信号波のゼロクロス点検出装置の
実施例に関するもので、第１図は本装置を構成す
る回路のブロツク図、第２図は平滑回路に用いた
演算増巾器の１例図、第３図は第１図の回路動作
を示すタイムチヤートである。 １：サンプリング回路、２：平滑回路、３：ク
ロツクパルス発振回路、４：可変移送回路、５：
サンプリングパルス発生回路。
実施例に関するもので、第１図は本装置を構成す
る回路のブロツク図、第２図は平滑回路に用いた
演算増巾器の１例図、第３図は第１図の回路動作
を示すタイムチヤートである。 １：サンプリング回路、２：平滑回路、３：ク
ロツクパルス発振回路、４：可変移送回路、５：
サンプリングパルス発生回路。
Claims (1)
- １ ２周波数以上の重畳された入力信号をパルス
発生回路から送られてくるサンプリングパルスに
よつてサンプリングするサンプリング回路と、該
サンプリング回路のサンプリング出力を平滑して
直流化する平滑回路と、該平滑回路の直流出力電
圧が高くなるにつれてその発振周波数が高くなる
ようなクロツクパルスを発生するパルス発振回路
と、前記入力信号の中からゼロクロス点を検出す
べき目的の周波数信号のみを抽出する帯域フイル
タと、該帯域フイルタにより抽出された周波数信
号の入出力間の信号伝達時間を前記パルス発振回
路のクロツクパルスの発振周波数が高くなるにつ
れて短くなるように制御する可変移相回路と、該
可変移送回路の出力信号に同期した同一周波数の
サンプリングパルスを発生するパルス発生回路と
からなることを特徴とする信号波のゼロクロス点
検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13594477A JPS5468670A (en) | 1977-11-11 | 1977-11-11 | Zero cross point detector of signal waves |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13594477A JPS5468670A (en) | 1977-11-11 | 1977-11-11 | Zero cross point detector of signal waves |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5468670A JPS5468670A (en) | 1979-06-01 |
| JPS6125101B2 true JPS6125101B2 (ja) | 1986-06-13 |
Family
ID=15163486
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13594477A Granted JPS5468670A (en) | 1977-11-11 | 1977-11-11 | Zero cross point detector of signal waves |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5468670A (ja) |
-
1977
- 1977-11-11 JP JP13594477A patent/JPS5468670A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5468670A (en) | 1979-06-01 |
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