JPS61258671A - 直列共振コンバ−タ - Google Patents
直列共振コンバ−タInfo
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- JPS61258671A JPS61258671A JP9899785A JP9899785A JPS61258671A JP S61258671 A JPS61258671 A JP S61258671A JP 9899785 A JP9899785 A JP 9899785A JP 9899785 A JP9899785 A JP 9899785A JP S61258671 A JPS61258671 A JP S61258671A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- series
- resonant
- circuit
- capacitor
- frequency
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
- H02M3/3376—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
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Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
「産業上の利用分野」
この発明は直列共振回路とこれを直列に接続された整流
回路と半導体スイッチとを備え、直流電力を直流電力に
変換して負荷へ供給する直列共振コンバータに関する。
回路と半導体スイッチとを備え、直流電力を直流電力に
変換して負荷へ供給する直列共振コンバータに関する。
「従来の技術」
直列共振コンバータはインダクタ及びキャパシタの直列
共振回路ど、その直列共振回路と直列に接続された整流
回路と、バイポーラトランジスタ（あるいはＭＯＳ）ラ
ンジスタ）、ダイオードなどの半導体スイッチとで構成
される。その半導体スイッチを流れる共振電流は自然消
弧し、半導体スイッチを強制的にオフする必要がないた
め、スイッチング損失が原理的に存在せず、従って高周
波化が容易であり、装置の無騒音化や小形、軽量化の効
果が期待できる。さらに出力特性が本質的に定電流特性
であるため、過負荷や負荷短絡が起っても装置の作護が
容易であるという特徴をもっている。
共振回路ど、その直列共振回路と直列に接続された整流
回路と、バイポーラトランジスタ（あるいはＭＯＳ）ラ
ンジスタ）、ダイオードなどの半導体スイッチとで構成
される。その半導体スイッチを流れる共振電流は自然消
弧し、半導体スイッチを強制的にオフする必要がないた
め、スイッチング損失が原理的に存在せず、従って高周
波化が容易であり、装置の無騒音化や小形、軽量化の効
果が期待できる。さらに出力特性が本質的に定電流特性
であるため、過負荷や負荷短絡が起っても装置の作護が
容易であるという特徴をもっている。
第３図は従来の直列共振コンバータを示す（例えばＷ８
Ｍｅ ＭｕｒｒａＹ −’ｌ’ｈｅ ｔｈｙｒｉｓｔｏ
ｒ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ ａ
ｐｏｗｅｒ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｕｓｉｎｇ ａ
ｈｉｇｈ −ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ １ｉｎｋ 、
ＩＥＥＥＴｒａｎｓ ｏｎ ＩＧＡ 、 ＮＯ４。
Ｍｅ ＭｕｒｒａＹ −’ｌ’ｈｅ ｔｈｙｒｉｓｔｏ
ｒ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ ａ
ｐｏｗｅｒ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｕｓｉｎｇ ａ
ｈｉｇｈ −ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ １ｉｎｋ 、
ＩＥＥＥＴｒａｎｓ ｏｎ ＩＧＡ 、 ＮＯ４。
ｐ４５１）。第４図は第３図の各部の動作波形である。
第３図におい丁半導体スイッチ１１をオンすると、直流
電源１２より半導体スイッチ１１−整流回路１３−負荷
１４（キャパシタ１５）−整流回路１３−キャパシタ１
６−インダクタ１７を通って直流電源１２に戻る直列共
振電流’ｓ（実線）が第４図Ａ己示すように流れる。イ
ンダクタ１７のインダクタンスを１０、キャパシタ１６
のキャパシタンスなＣ１１％キャパシタ１５のキャパシ
タン−１４ｔＣ＠ｔとするとＣ，ｔ＞＞Ｃ，とされであ
るから、ｉ８は流れはじめてからπシーＱ−後ｔ：第４
図Ａに示すように零となり、その時のキャパシタ１６の
電圧が出力電圧（負荷１４の電圧）ｖｏと直流型＠１２
の電圧旦との和より大きいと、今度は逆方向にダイ第−
ド２１を通じて点線で示すように電流１１が流れる。こ
の共振電流ｉ：もインダクタ１７とキャパシタ１６との
直列共振電流で半周期はπｆ石］７である。これにとも
なって整流回路１３を通してフィルタ用のキャパνり１
５：：電流ｉ、が第４図Ｂに示すように流れる。
電源１２より半導体スイッチ１１−整流回路１３−負荷
１４（キャパシタ１５）−整流回路１３−キャパシタ１
６−インダクタ１７を通って直流電源１２に戻る直列共
振電流’ｓ（実線）が第４図Ａ己示すように流れる。イ
ンダクタ１７のインダクタンスを１０、キャパシタ１６
のキャパシタンスなＣ１１％キャパシタ１５のキャパシ
タン−１４ｔＣ＠ｔとするとＣ，ｔ＞＞Ｃ，とされであ
るから、ｉ８は流れはじめてからπシーＱ−後ｔ：第４
図Ａに示すように零となり、その時のキャパシタ１６の
電圧が出力電圧（負荷１４の電圧）ｖｏと直流型＠１２
の電圧旦との和より大きいと、今度は逆方向にダイ第−
ド２１を通じて点線で示すように電流１１が流れる。こ
の共振電流ｉ：もインダクタ１７とキャパシタ１６との
直列共振電流で半周期はπｆ石］７である。これにとも
なって整流回路１３を通してフィルタ用のキャパνり１
５：：電流ｉ、が第４図Ｂに示すように流れる。
つぎに半導体スイッチ１８をオンにすると、第４図Ａに
示すように電流ｉ、（実線）が直流電源１９よりインダ
クタ１７−キャパシタ１６−整流回路１３−負荷１４（
キャパＶり１５）−整流回路１３−半導体スイッチ１８
を通して直流電源１９に戻るように流れ、一旦零になっ
た後ダイオード２２を通じて電流ｉ８が流れる。これら
の電流は整流回路ｉ３を通してフィルタ用のキャパシタ
１５を充電する電流ｉ、となり、負荷１４に直流電圧を
供給する。
示すように電流ｉ、（実線）が直流電源１９よりインダ
クタ１７−キャパシタ１６−整流回路１３−負荷１４（
キャパＶり１５）−整流回路１３−半導体スイッチ１８
を通して直流電源１９に戻るように流れ、一旦零になっ
た後ダイオード２２を通じて電流ｉ８が流れる。これら
の電流は整流回路ｉ３を通してフィルタ用のキャパシタ
１５を充電する電流ｉ、となり、負荷１４に直流電圧を
供給する。
−〜
上述のように半導体スイッチ１１．１８に流れる電流は
直列共振電流であるから、これら半導体スインｆ１１．
１８はオンしてから時間πｓ／１７ス５−の後には電流
が零となるため、これら半導体スイッチ１１．１８に流
れている電流を強制的に切る必要はなく、従って本質的
にスイッチング損失が存在せず、高周波動作が可能であ
る。
直列共振電流であるから、これら半導体スインｆ１１．
１８はオンしてから時間πｓ／１７ス５−の後には電流
が零となるため、これら半導体スイッチ１１．１８に流
れている電流を強制的に切る必要はなく、従って本質的
にスイッチング損失が存在せず、高周波動作が可能であ
る。
ところでこの従来のコンバータにおいて、整流回路１３
を通して負荷側へ伝達される電荷量はキャパシタ１６の
電圧変化から計算できる。定常状態では第４図Ｃの電圧
波形においてＶ、、＝Ｖ、；と考えられるから半サイク
ル当りの移動電荷Ｉ ＱｏはＱＯ＝ＣＧ （（Ｖ１１＋
Ｖ１！ ）＋（Ｖｔｘ−Ｖｔｘ ））＝２ＣｅＶ１ｇ・
・・・・・・・・・・・・・・（１）である。ここでＶ
ｌｌは共振電流が流れる前のキャパシタ１６の電圧、ｖ
ｌｌは次に共振電流が流れる前のキャパシタ１６の電圧
、ｖｌｌはキャパシタ１６のピーク電圧である。動作周
波数、すなわち半導体スイッチ１１．１８を交互にオン
する周波数なｆとすると、電流ｉ、の平均値１．は Ｉ、 ＝ ＱＯ／１／２ ｆ ＝ ４ ＣｏＶｌ、 ｆ
・・・・・・・・・（２）となる。定常状態では
フィルタキャパシタ１５の電圧は一定値であるから、電
流Ｉ８はすべて負荷１４へ供給される。負荷１４の抵抗
値をＲとすると出力電圧ｖ０は Ｖ０＝ Ｒ−１，＝（４Ｃ，Ｖ、、 ｆ ）−Ｒ−・−
・−・（３）「発明が解決しようとする問題点」 （３）式から直流電圧ｖ０の制御はＣ０＊ Ｖ１！又は
ｆのいずれかを制御することにより可能である。Ｃ０を
連続的に制御することは現在のところ困難である。
を通して負荷側へ伝達される電荷量はキャパシタ１６の
電圧変化から計算できる。定常状態では第４図Ｃの電圧
波形においてＶ、、＝Ｖ、；と考えられるから半サイク
ル当りの移動電荷Ｉ ＱｏはＱＯ＝ＣＧ （（Ｖ１１＋
Ｖ１！ ）＋（Ｖｔｘ−Ｖｔｘ ））＝２ＣｅＶ１ｇ・
・・・・・・・・・・・・・・（１）である。ここでＶ
ｌｌは共振電流が流れる前のキャパシタ１６の電圧、ｖ
ｌｌは次に共振電流が流れる前のキャパシタ１６の電圧
、ｖｌｌはキャパシタ１６のピーク電圧である。動作周
波数、すなわち半導体スイッチ１１．１８を交互にオン
する周波数なｆとすると、電流ｉ、の平均値１．は Ｉ、 ＝ ＱＯ／１／２ ｆ ＝ ４ ＣｏＶｌ、 ｆ
・・・・・・・・・（２）となる。定常状態では
フィルタキャパシタ１５の電圧は一定値であるから、電
流Ｉ８はすべて負荷１４へ供給される。負荷１４の抵抗
値をＲとすると出力電圧ｖ０は Ｖ０＝ Ｒ−１，＝（４Ｃ，Ｖ、、 ｆ ）−Ｒ−・−
・−・（３）「発明が解決しようとする問題点」 （３）式から直流電圧ｖ０の制御はＣ０＊ Ｖ１！又は
ｆのいずれかを制御することにより可能である。Ｃ０を
連続的に制御することは現在のところ困難である。
またｖｌ、は定常状態ではトランジスタ１１．１８とそ
れぞれ並列のダイオード２１又は２２を通して帰還電流
ｉ：又はｉ；が流れるので直流電源１２゜１９でクラン
プされ、Ｅとなり直流型Ｉ！Ａ１２．１９の電圧を変え
ないと制御できない。従って一般にＶ、を〒定に保持す
るための電圧制御は動作周波数ｆを制御することにより
行っている。
れぞれ並列のダイオード２１又は２２を通して帰還電流
ｉ：又はｉ；が流れるので直流電源１２゜１９でクラン
プされ、Ｅとなり直流型Ｉ！Ａ１２．１９の電圧を変え
ないと制御できない。従って一般にＶ、を〒定に保持す
るための電圧制御は動作周波数ｆを制御することにより
行っている。
しかじの）式かＣわかるようにＲの値が増加した場合に
はｆの値は減少しｆが可聴周波数となり、騒音が発生す
るという問題点があった。また動作周波数が負荷変化と
ともに変化することになり雑音対策が困難であった。
はｆの値は減少しｆが可聴周波数となり、騒音が発生す
るという問題点があった。また動作周波数が負荷変化と
ともに変化することになり雑音対策が困難であった。
この発明の目的は無負荷から全負荷まで定電圧制御を行
う場合、動作周波数の変化範囲を少なくするとともに、
最低動作周波数をクランプできる「間軸点を解決するた
めの手段」 この発明は直列共振回路と直列に、共振用キャパνり、
共振用インダクタを並列に接続した並列共振回路を接続
し、その並列共振回路の共振周波数を直列共振回路より
低く選び、直列共振コンバータの動作周波数下限値を並
列共振回路の共振周波数にクランプする。このようにし
て従来の直列共振コンバータでは、出力電圧を無負荷か
ら全負荷まで定電圧制御するための動作周波数の下限値
をクランプすることができなかったが、この発明では下
限周波数をクランプすることができる。
う場合、動作周波数の変化範囲を少なくするとともに、
最低動作周波数をクランプできる「間軸点を解決するた
めの手段」 この発明は直列共振回路と直列に、共振用キャパνり、
共振用インダクタを並列に接続した並列共振回路を接続
し、その並列共振回路の共振周波数を直列共振回路より
低く選び、直列共振コンバータの動作周波数下限値を並
列共振回路の共振周波数にクランプする。このようにし
て従来の直列共振コンバータでは、出力電圧を無負荷か
ら全負荷まで定電圧制御するための動作周波数の下限値
をクランプすることができなかったが、この発明では下
限周波数をクランプすることができる。
「実施例」
！Ｊ１図はこの発明の第１の実施例を示す回路図である
。この例において並列共振回路２３がインダクタ２４と
キャパシタ２５とで構成され、この並列共振回路２３は
、キャパシタ１６及びインダクタ１７の直列共振回路２
６と直列に接続されている。その池、第３図と同一符号
は同一部分を示す。
。この例において並列共振回路２３がインダクタ２４と
キャパシタ２５とで構成され、この並列共振回路２３は
、キャパシタ１６及びインダクタ１７の直列共振回路２
６と直列に接続されている。その池、第３図と同一符号
は同一部分を示す。
並列共振回路２３のインダクタ２４のインダクタンスを
ノ３．キャパシタ２５のキャパシタンスなＣｓとすれば
、並列共振回路２３の共振周波数ｆｓ＝Ｖ２ ／π／Ｊ
石］７を、インダクタ１７及びキャパシタ１６で構成さ
れる直列共振回路２６の共振周波数ｆｏ ；Ｖ２／π／
Ｖノ。Ｃ０より低く設定し、ｆｓをコンバータの最低動
作周波数とする。直列共振回路２６のインピーダンスは
共振周波数ｆｓの点で最大となり動作川波数がｆ、より
高くなるとインピーダンスは急減する。
ノ３．キャパシタ２５のキャパシタンスなＣｓとすれば
、並列共振回路２３の共振周波数ｆｓ＝Ｖ２ ／π／Ｊ
石］７を、インダクタ１７及びキャパシタ１６で構成さ
れる直列共振回路２６の共振周波数ｆｏ ；Ｖ２／π／
Ｖノ。Ｃ０より低く設定し、ｆｓをコンバータの最低動
作周波数とする。直列共振回路２６のインピーダンスは
共振周波数ｆｓの点で最大となり動作川波数がｆ、より
高くなるとインピーダンスは急減する。
今、第１図において半導体スイッチ１１をオンすると、
直流電源１２から半導体スイッチ１１−整流回路１３−
負荷１４（キャバνり１５） −Ｉｌｌ。
直流電源１２から半導体スイッチ１１−整流回路１３−
負荷１４（キャバνり１５） −Ｉｌｌ。
流口路１３−キャパνり１６−インダクタ１７−並列共
振回路２３のループで電流五〇が流れ、負荷１４に電力
が供給される。並列共振回路２３を通る電流１８の周期
は半導体スイッチ１１と１８を交互にオン、オフさせる
周期、すなわち動作周期となり、大きさは回路のインピ
ーダンス、従って動作周波数によって変わる。動作周波
数が並列共振回路２３の共振周波数より充分に大きい場
合には並列共振回路２３のインピーダンスは十分に低い
ため電流１８の周期は第３図に示した従来例と同じくほ
ぼ１／２／π／Ｖ−６１−−である。動作周波数が並列
共振回路２３の共振周波数に近づくと並列共振回路２３
のインピーダンスが急増するため１１は急激に減少する
。
振回路２３のループで電流五〇が流れ、負荷１４に電力
が供給される。並列共振回路２３を通る電流１８の周期
は半導体スイッチ１１と１８を交互にオン、オフさせる
周期、すなわち動作周期となり、大きさは回路のインピ
ーダンス、従って動作周波数によって変わる。動作周波
数が並列共振回路２３の共振周波数より充分に大きい場
合には並列共振回路２３のインピーダンスは十分に低い
ため電流１８の周期は第３図に示した従来例と同じくほ
ぼ１／２／π／Ｖ−６１−−である。動作周波数が並列
共振回路２３の共振周波数に近づくと並列共振回路２３
のインピーダンスが急増するため１１は急激に減少する
。
次に半導体スイッチ１８をオンすると直流電源１９−を
列共振回路２３−インダクタ１７−キャパシタ１６−整
流回路１３−負荷１４（キャパシタ１５）−整流回路１
３−半導体スイッチ１８を通して共振電流ｌ、が流れる
。電流ｉ、の値も前記の場合と同様、動作周波数によっ
て変化する。
列共振回路２３−インダクタ１７−キャパシタ１６−整
流回路１３−負荷１４（キャパシタ１５）−整流回路１
３−半導体スイッチ１８を通して共振電流ｌ、が流れる
。電流ｉ、の値も前記の場合と同様、動作周波数によっ
て変化する。
これで１サイクルの動作が終了する。並列共振回路２３
のインピーダンスは動作周波数が共振周波数ｆ、から離
れているときは小さいが、ｆｓに近づくと急激に増加す
る。従ってｆｓ付近においては動作周波数をわずかに変
えることにより、共振電流１１、すなわち出力電圧を制
御することができる。
のインピーダンスは動作周波数が共振周波数ｆ、から離
れているときは小さいが、ｆｓに近づくと急激に増加す
る。従ってｆｓ付近においては動作周波数をわずかに変
えることにより、共振電流１１、すなわち出力電圧を制
御することができる。
８２図はこの発明の第２の実施例を示す回路図で、直流
入力と出力を絶縁するためにトランスな使った直列共振
コンバータにこの発明を応用したものである。すなわち
トランス２７の１次側１を直列共振回路２６と直列に接
続し、トランス２７の２次側は整流回路１３の交流側端
子と接続する。
入力と出力を絶縁するためにトランスな使った直列共振
コンバータにこの発明を応用したものである。すなわち
トランス２７の１次側１を直列共振回路２６と直列に接
続し、トランス２７の２次側は整流回路１３の交流側端
子と接続する。
さらにトランス２７の１次側と直列に並列共振回路２３
を接続する。つまり直列共振回路２３と整流回路１３と
はトランス２７を介して直列に接続される。
を接続する。つまり直列共振回路２３と整流回路１３と
はトランス２７を介して直列に接続される。
この第２の実施例による動作は第１図に示した第１の実
施例６：よる動作と同一であるため説明は省略する。こ
の第２の実施例によれば入力側と出力側とを絶縁でき、
トランス２７の巻数比ｎＬ／ｎｓにより出力電圧を自由
に設定できる。
施例６：よる動作と同一であるため説明は省略する。こ
の第２の実施例によれば入力側と出力側とを絶縁でき、
トランス２７の巻数比ｎＬ／ｎｓにより出力電圧を自由
に設定できる。
「発明の効果」
以上説明したようにこの発明は並列共振回路を整流回路
の交流側端子と直列に接続したので、負荷電流の変化に
対して動作周波数の変化範囲を狭くすることができ、直
列共振コンバータを可聴領域外で動作させることが可能
である。従ってバイポーラトランジスタ、ＭＯＳ）ラン
ジスタ等の高周波動作の可能な半導体スイッチを使った
コンバータにこの発明を適用すれば、可聴領域以上の局
波数で動作させることが可能となり、無騒音で大容量の
装隨が実現できる利点がある。
の交流側端子と直列に接続したので、負荷電流の変化に
対して動作周波数の変化範囲を狭くすることができ、直
列共振コンバータを可聴領域外で動作させることが可能
である。従ってバイポーラトランジスタ、ＭＯＳ）ラン
ジスタ等の高周波動作の可能な半導体スイッチを使った
コンバータにこの発明を適用すれば、可聴領域以上の局
波数で動作させることが可能となり、無騒音で大容量の
装隨が実現できる利点がある。
第１図はこの発明の第１の実施例を示す回路図、第２図
はこの発明のＷ１２の実施例を示す図、第３・ 図は
従来の直列共振コンバータを示す回路図、第４図は第３
図の動作を示す波形図である。 １１．１８：半導体スイッチ、１２．１９：直流電源、
１３：整流回路、１４：負荷、１５゜１６．２５：キャ
パシタ、１７．２４：インダクタ、２１．２２：ダイオ
ード、２３：並列共振回路、２６：直列共振回路。 特許出願人 日本電信電話味式会社 代 理 人 草 野 卓ヤ１回 才 ２回
はこの発明のＷ１２の実施例を示す図、第３・ 図は
従来の直列共振コンバータを示す回路図、第４図は第３
図の動作を示す波形図である。 １１．１８：半導体スイッチ、１２．１９：直流電源、
１３：整流回路、１４：負荷、１５゜１６．２５：キャ
パシタ、１７．２４：インダクタ、２１．２２：ダイオ
ード、２３：並列共振回路、２６：直列共振回路。 特許出願人 日本電信電話味式会社 代 理 人 草 野 卓ヤ１回 才 ２回
Claims (1)
- （１）共振用キャパシタ及び共振用インダクタよりなる
直列共振回路と整流回路の交流側端子とが直列に接続さ
れ、この直列共振回路と整流回路との直列回路に、複数
の半導体スイッチをオンオフ制御して直流電源より正電
流と負電流とを交互に流し、前記整流回路から直流電圧
を得る直列共振コンバータにおいて、 共振用キャパシタと共振用インダクタを並列に接続した
並列共振回路が前記直列共振回路と直列に接続され、 かつその並列共振回路の共振周波数は前記直列共振回路
の共振周波数より低く選定されていることを特徴とする
直列共振コンバータ。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9899785A JPH0697839B2 (ja) | 1985-05-10 | 1985-05-10 | 直列共振コンバ−タ |
| US06/859,680 US4679129A (en) | 1985-05-10 | 1986-05-05 | Series resonant converter |
| DE8686106338T DE3687999T2 (de) | 1985-05-10 | 1986-05-07 | Reihenschwingkreis-umrichter. |
| EP86106338A EP0201876B1 (en) | 1985-05-10 | 1986-05-07 | Series resonant converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9899785A JPH0697839B2 (ja) | 1985-05-10 | 1985-05-10 | 直列共振コンバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61258671A true JPS61258671A (ja) | 1986-11-17 |
| JPH0697839B2 JPH0697839B2 (ja) | 1994-11-30 |
Family
ID=14234614
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9899785A Expired - Fee Related JPH0697839B2 (ja) | 1985-05-10 | 1985-05-10 | 直列共振コンバ−タ |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0697839B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003514504A (ja) * | 1999-11-19 | 2003-04-15 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | インバータを具えた電源装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012010463A (ja) * | 2010-06-23 | 2012-01-12 | Fujitsu Telecom Networks Ltd | スイッチング電源装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9155166B2 (en) | 2012-12-18 | 2015-10-06 | Cree, Inc. | Efficient routing tables for lighting networks |
-
1985
- 1985-05-10 JP JP9899785A patent/JPH0697839B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003514504A (ja) * | 1999-11-19 | 2003-04-15 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | インバータを具えた電源装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0697839B2 (ja) | 1994-11-30 |
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