JPS6126868A - 速度検出器 - Google Patents
速度検出器Info
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- JPS6126868A JPS6126868A JP14800984A JP14800984A JPS6126868A JP S6126868 A JPS6126868 A JP S6126868A JP 14800984 A JP14800984 A JP 14800984A JP 14800984 A JP14800984 A JP 14800984A JP S6126868 A JPS6126868 A JP S6126868A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- output
- frequency
- speed
- phase
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- Pending
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
- G01P3/00—Measuring linear or angular speed; Measuring differences of linear or angular speeds
- G01P3/42—Devices characterised by the use of electric or magnetic means
- G01P3/44—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed
- G01P3/48—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed by measuring frequency of generated current or voltage
- G01P3/481—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed by measuring frequency of generated current or voltage of pulse signals
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- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は高精度な速度制御や位置決め制御装置の速度検
出器に関するものである。
出器に関するものである。
従来例の構成とその問題点
従来の位置決め制御装置においＪ振１図に具体構成例を
示すように、１の位置指令端子より２の偏差カウンタに
パルス列の位置指令が与えられる。
示すように、１の位置指令端子より２の偏差カウンタに
パルス列の位置指令が与えられる。
また２の偏差カウンタの他方入力には６のサーボモータ
の回転軸に直結されたインクリメンタルエンコーダー７
の出力を８の逓倍、°パルス分離回路で方向判別された
フィードバックパルス列が入力される。しだがって偏差
カウンタ２は前記位置指令パルスと前記フィードバンク
パルスの差分が出力され３のＤ／Ａ変換器（ディジタル
アナログ変換器）でアナログ量に変換され速度指令電圧
として４の突き合わせ点の一端に入力される。一方突き
合わせ点４の他端には８の逓倍パルス分離回路の出力周
波数に比例する方向性をもつパルス列をＦ／Ｖ変換器（
周波数−電圧変換器）９で速度電圧に変換した信号が入
力される。そして突き合わせ点４の出力である速度誤差
信号は、増幅器５で増幅され６のサーボモータを駆動す
る。１０ハｔ−ホモ−２６０回転運動を直線運動に変換
するだめのボールネジであシ１１は移動台である。動作
としては位置指令パルスのプロフィールにもとづいであ
る時間遅れをもちながらサーボモーターは回転し最終的
には位置指令パルスとフィードバックパルスの両方が等
しくなるとサーボモータは停止する。
の回転軸に直結されたインクリメンタルエンコーダー７
の出力を８の逓倍、°パルス分離回路で方向判別された
フィードバックパルス列が入力される。しだがって偏差
カウンタ２は前記位置指令パルスと前記フィードバンク
パルスの差分が出力され３のＤ／Ａ変換器（ディジタル
アナログ変換器）でアナログ量に変換され速度指令電圧
として４の突き合わせ点の一端に入力される。一方突き
合わせ点４の他端には８の逓倍パルス分離回路の出力周
波数に比例する方向性をもつパルス列をＦ／Ｖ変換器（
周波数−電圧変換器）９で速度電圧に変換した信号が入
力される。そして突き合わせ点４の出力である速度誤差
信号は、増幅器５で増幅され６のサーボモータを駆動す
る。１０ハｔ−ホモ−２６０回転運動を直線運動に変換
するだめのボールネジであシ１１は移動台である。動作
としては位置指令パルスのプロフィールにもとづいであ
る時間遅れをもちながらサーボモーターは回転し最終的
には位置指令パルスとフィードバックパルスの両方が等
しくなるとサーボモータは停止する。
第２図は前記Ｆ／Ｖ変換器９による速度電圧発生方法の
原理図を示したものであり、１２．１３は７のインクリ
メンタルエンコーダーの２相信号出力波形であり９０度
の位相差を有している。自然２つの信号はサーボモータ
ーの回転方向により進和する信号が入れ替わる、１４は
前記２相信号を８の逓倍回路で４逓倍にした信号である
。１５゜１６はＦ／Ｖ変換器９によって作られる波形で
あり１４のパルス列によって時間τを有する単安定マル
チバイブレータをトリガして１６０波形が得られ、それ
を積分することにより１６のアナログ電圧■。を得るこ
とができる。アナログ電圧Ｖ。
原理図を示したものであり、１２．１３は７のインクリ
メンタルエンコーダーの２相信号出力波形であり９０度
の位相差を有している。自然２つの信号はサーボモータ
ーの回転方向により進和する信号が入れ替わる、１４は
前記２相信号を８の逓倍回路で４逓倍にした信号である
。１５゜１６はＦ／Ｖ変換器９によって作られる波形で
あり１４のパルス列によって時間τを有する単安定マル
チバイブレータをトリガして１６０波形が得られ、それ
を積分することにより１６のアナログ電圧■。を得るこ
とができる。アナログ電圧Ｖ。
は前記２相信号の周波数、すなわちサーボモーターの回
転速度に比例することになる。
転速度に比例することになる。
以上のようにエンコーダ出力信号をＦ／Ｖ変換して速度
電圧を得る方法はサーボモーターにタコジェネレーター
が不用となり、サーボモーターのコスト面でも、またサ
ーボモーターの寸法面でも有利である。しかしながら上
記速度検出方式は速度情達が離散的にしか得られないた
め低速回転または位置制御完了後のサーボロック状態等
では不具合が発生する。すなわちＦ／Ｖ変換変換出力ジ
ノグル速回転では無視できなくなったり、また積分回路
の遅れ等が系を不安定に（−たりする、特にサーボロッ
ク時等は速度信号リップルが外乱となり安定なサーボロ
ック状態を維持できない場合もある。
電圧を得る方法はサーボモーターにタコジェネレーター
が不用となり、サーボモーターのコスト面でも、またサ
ーボモーターの寸法面でも有利である。しかしながら上
記速度検出方式は速度情達が離散的にしか得られないた
め低速回転または位置制御完了後のサーボロック状態等
では不具合が発生する。すなわちＦ／Ｖ変換変換出力ジ
ノグル速回転では無視できなくなったり、また積分回路
の遅れ等が系を不安定に（−たりする、特にサーボロッ
ク時等は速度信号リップルが外乱となり安定なサーボロ
ック状態を維持できない場合もある。
発明の目的
本発明は上記欠点に鑑み速度検出専用のタコジェネレー
ターを付けることなく、高性能で高分解能の速度情報を
得るだめの手段を提供するものである。
ターを付けることなく、高性能で高分解能の速度情報を
得るだめの手段を提供するものである。
発明の構成
本発明の速度検出器は、インクリメンタル形エンコーダ
ーより得られる９０度位相差の２相信号と基準周波数発
生回路と、前記基準周波数出力を１７Ｍ（Ｍは整数）に
分周し互いに９０度位相差をもつキャリア信号を作る分
周回路と前記複数のキャリア信号を前記エンコーダ２相
信号によって変調させる複数の変調回路と前記変調回路
の出力を加算する加算回路と前記加算回路の出力の基本
周波成分をＭ倍に逓倍するＰＬＬ回路（ＰｈａｓｅＬｏ
ｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ回路）と前記ＰＬＬ回路の電圧制御
発振回路の逓倍出力と前記基準周波数発生回路の基準周
波数出力との位相を比較する位相比較器と、この出力の
低周波成分を通過させるローパスフィルタと、前記ロー
パスフィルタの出力を整形して矩形波パルスを作る波形
成形回路と、前記矩形波パルスの周波数に比例する電圧
を発生するＦ／Ｖ変換器（周波数／電圧変換器）とで構
成されており、サーボモータ等で速度制御、位置制御等
を行なう場合、専用のタコジェネレーター等を使用する
ことなく高性能で高分解能の速度情報を得ることが可能
となるものである。
ーより得られる９０度位相差の２相信号と基準周波数発
生回路と、前記基準周波数出力を１７Ｍ（Ｍは整数）に
分周し互いに９０度位相差をもつキャリア信号を作る分
周回路と前記複数のキャリア信号を前記エンコーダ２相
信号によって変調させる複数の変調回路と前記変調回路
の出力を加算する加算回路と前記加算回路の出力の基本
周波成分をＭ倍に逓倍するＰＬＬ回路（ＰｈａｓｅＬｏ
ｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ回路）と前記ＰＬＬ回路の電圧制御
発振回路の逓倍出力と前記基準周波数発生回路の基準周
波数出力との位相を比較する位相比較器と、この出力の
低周波成分を通過させるローパスフィルタと、前記ロー
パスフィルタの出力を整形して矩形波パルスを作る波形
成形回路と、前記矩形波パルスの周波数に比例する電圧
を発生するＦ／Ｖ変換器（周波数／電圧変換器）とで構
成されており、サーボモータ等で速度制御、位置制御等
を行なう場合、専用のタコジェネレーター等を使用する
ことなく高性能で高分解能の速度情報を得ることが可能
となるものである。
実施例の説明
以下本発明の実施例について図面を参照しながら説明す
る。第３図の位置決め制御装置において、１７は位置指
令パルス列入力端子で１８の偏差カウンタの一端に入力
される。偏差カウンタの他端にはサーボモータ２２０回
転軸に直結されたインクリメンタルエンコーダ２３の出
力である２相信号を方向判別するため２４のパルス分離
器でパルス分離されたフィードバックパルス信号が入力
される。１９はＤ／Ａ変換器であり偏差カウンタのディ
ジタル量をアナログ量の速度指令電圧に変換するもので
ある。速度指令電圧は２０の突き合わせ点の一端に入力
され他端には４１のＦ／Ｖ変換器（周波数−電圧変換器
）出力であるサーボモーター２２の速度電圧が入力され
る。２０の出力である速度誤差信号は２１の増幅器で増
幅され２２のサーボモーターを駆動する。サーボモータ
ーの回転軸は２５のボールネジによって回転運動を直線
運動に変換し２６の移動台を動かす。また２３のインク
リメンタルエンコーダーの９０度位相差を有する２相信
号出力は２７ａ、２７ｂの乗算器の一端にそれぞれ入力
され２８ａ、２８ｂの高い周波数のキャリアで変調され
る。ただしこのキャリア信号の位相もそれぞれ９０度の
位相差を有する。２９は加算回路で前記変調信号を加算
する。
る。第３図の位置決め制御装置において、１７は位置指
令パルス列入力端子で１８の偏差カウンタの一端に入力
される。偏差カウンタの他端にはサーボモータ２２０回
転軸に直結されたインクリメンタルエンコーダ２３の出
力である２相信号を方向判別するため２４のパルス分離
器でパルス分離されたフィードバックパルス信号が入力
される。１９はＤ／Ａ変換器であり偏差カウンタのディ
ジタル量をアナログ量の速度指令電圧に変換するもので
ある。速度指令電圧は２０の突き合わせ点の一端に入力
され他端には４１のＦ／Ｖ変換器（周波数−電圧変換器
）出力であるサーボモーター２２の速度電圧が入力され
る。２０の出力である速度誤差信号は２１の増幅器で増
幅され２２のサーボモーターを駆動する。サーボモータ
ーの回転軸は２５のボールネジによって回転運動を直線
運動に変換し２６の移動台を動かす。また２３のインク
リメンタルエンコーダーの９０度位相差を有する２相信
号出力は２７ａ、２７ｂの乗算器の一端にそれぞれ入力
され２８ａ、２８ｂの高い周波数のキャリアで変調され
る。ただしこのキャリア信号の位相もそれぞれ９０度の
位相差を有する。２９は加算回路で前記変調信号を加算
する。
３０は基本波成分のみをとり出すローノくスフイルター
であり、３１０波形整形回路で前記基本波を矩形波化す
るものである。いま、２３のロータリーエンコーダーの
２相信号の基本波信号を以下のように表現する。
であり、３１０波形整形回路で前記基本波を矩形波化す
るものである。いま、２３のロータリーエンコーダーの
２相信号の基本波信号を以下のように表現する。
２πＸ
Ｋ１（３）＝Ｂ”° 。
但しＸは２６の移動台の変化量、Ｌはエンコーダー信号
１サイクル描た９の移動台変位量（すなわちポールネジ
ピッデフ１回転当たりのロータリーエンコーダパルス数
）、Ｋは振幅の半幅値。
１サイクル描た９の移動台変位量（すなわちポールネジ
ピッデフ１回転当たりのロータリーエンコーダパルス数
）、Ｋは振幅の半幅値。
一方キャリア信号２８ａ 、２８ｂをｃ １（ｔ） 、
ｃ ２（ｔ）とすると Ｃ１（ｔ） ＝ ５ｉｎ（２πｆｏｔ）Ｃ２（ｔ）
−ｓｉ口（２πｆｏ ｔ−；）（但しｆ。はキャリア
周波数） 変調回路２７ａ 、２７ｂで変調後２９の加算回路で加
えた結果をＳ（ｔ、Ｘ）とすれば Ｓ（ｔ−Ｘ）＝ Ｋ１（Ｘ）−Ｃ１（ｔ）＋に２（Ｘｉ
−Ｃ２（ｔ）また移動台２６が速度Ｖで動いている時は
Ｘ＝Ｖ ｔであるから速度を変数とした関数Ｓ（ｔ、Ｖ
）はＳ（ｔ −Ｖ） −Ｋｃｏｓ（２πｆｏｔ −−Ｈ
Ｖｔ ）これは速度情報■がキャリア周波数ｆ。からの
周波数偏移として示されることを意味している。３０の
ローパスフィルタは２３のエンコーｐ−−信号、１だは
２ｓａ、２ｓｂの２相キャリア信号は正弦波でなくまた
ノイズを含んでいる場合が多いだめその基本波成分を得
るだめのものである。
ｃ ２（ｔ）とすると Ｃ１（ｔ） ＝ ５ｉｎ（２πｆｏｔ）Ｃ２（ｔ）
−ｓｉ口（２πｆｏ ｔ−；）（但しｆ。はキャリア
周波数） 変調回路２７ａ 、２７ｂで変調後２９の加算回路で加
えた結果をＳ（ｔ、Ｘ）とすれば Ｓ（ｔ−Ｘ）＝ Ｋ１（Ｘ）−Ｃ１（ｔ）＋に２（Ｘｉ
−Ｃ２（ｔ）また移動台２６が速度Ｖで動いている時は
Ｘ＝Ｖ ｔであるから速度を変数とした関数Ｓ（ｔ、Ｖ
）はＳ（ｔ −Ｖ） −Ｋｃｏｓ（２πｆｏｔ −−Ｈ
Ｖｔ ）これは速度情報■がキャリア周波数ｆ。からの
周波数偏移として示されることを意味している。３０の
ローパスフィルタは２３のエンコーｐ−−信号、１だは
２ｓａ、２ｓｂの２相キャリア信号は正弦波でなくまた
ノイズを含んでいる場合が多いだめその基本波成分を得
るだめのものである。
さて変調加算された信号Ｓ（ｔ・■）はそのままでは利
用できないため復調する必要がある。この復調方法は、
分周器を含むＰ Ｌ Ｌ （Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ
Ｌｏｏｐ）回路を用いてＳ（ｔ・■）を逓倍して基準周
波数と比較することにより分解能の高い速度情報を取り
出す復調方法を用いている。ＰＬＬ回路は、位相比較器
３２と、この出力の低域を通すローパスフィルタ３３と
、この出力によって制御されるＶＣＯ（電圧制御発振器
）３４とこの周波数を１７Ｍ（Ｍは整数）に分周する分
周器３５とからなる。なおこの位相比較器３２の入力は
前記５（ｔ−Ｖ）を波形整形回路３１で矩形波化させた
ものと、ＶＣＯ３４の出力を分周したものである。この
ように構成するとＶＣＯ３４の出力は前記５（ｔ−Ｖ）
をＭ逓倍したものとなり ＝２πＭｆ−２π−Ｖｔ となる。
用できないため復調する必要がある。この復調方法は、
分周器を含むＰ Ｌ Ｌ （Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ
Ｌｏｏｐ）回路を用いてＳ（ｔ・■）を逓倍して基準周
波数と比較することにより分解能の高い速度情報を取り
出す復調方法を用いている。ＰＬＬ回路は、位相比較器
３２と、この出力の低域を通すローパスフィルタ３３と
、この出力によって制御されるＶＣＯ（電圧制御発振器
）３４とこの周波数を１７Ｍ（Ｍは整数）に分周する分
周器３５とからなる。なおこの位相比較器３２の入力は
前記５（ｔ−Ｖ）を波形整形回路３１で矩形波化させた
ものと、ＶＣＯ３４の出力を分周したものである。この
ように構成するとＶＣＯ３４の出力は前記５（ｔ−Ｖ）
をＭ逓倍したものとなり ＝２πＭｆ−２π−Ｖｔ となる。
ＣＬ
ここでｆｏ−Ｍｆｏであるような基準周波数発生口みを
分離することができる。この比較分離には位相比較器３
了とローパスフィルタ３８、波形整形回路３９を用いる
。４０はパルス分離回路であシ波形整形回路３９の出力
は極性が無いのでそのまま４１のＦ／Ｖ変換器に入れて
も方向が判別できないだめ方向判別を行なう回路である
。Ｆ／Ｖ変換器４１は方向判別された速度情達をもつパ
ルス列をアナログ量の速度電圧に変換する。
分離することができる。この比較分離には位相比較器３
了とローパスフィルタ３８、波形整形回路３９を用いる
。４０はパルス分離回路であシ波形整形回路３９の出力
は極性が無いのでそのまま４１のＦ／Ｖ変換器に入れて
も方向が判別できないだめ方向判別を行なう回路である
。Ｆ／Ｖ変換器４１は方向判別された速度情達をもつパ
ルス列をアナログ量の速度電圧に変換する。
以上で明らかなように本方式による速度検出はロータリ
ーエンコーダからの信号をＰＬＬ回路で逓倍することに
より分解能の高い速度情報を得ることが可能となる。第
３図の位置決め制御の動作としては従来例の第１図と基
本的には同じである。
ーエンコーダからの信号をＰＬＬ回路で逓倍することに
より分解能の高い速度情報を得ることが可能となる。第
３図の位置決め制御の動作としては従来例の第１図と基
本的には同じである。
すなわち位置指令パルスのプロフィールと実際のサーボ
モータの回転に応じたフィードバックパルスの位置偏差
を１８の偏差カウンタで検出し、それを１９のＤ／Ａ変
換器でアナログの速度指令電圧に変換して２０の突き合
わせ点の一端に入力し、他端にはＰＬＬ逓倍回路で逓倍
した、分解能の高い速度情報をＦ／Ｖ変換した得られた
速度電圧が入力される。そして速度誤差信号は２１の増
幅器で増幅され２２のサーボモーターを駆動する。最終
的には位置指令パルスとフィードバックパルスの数が等
しくなるまでサーボモーターは回転して位置決めが完了
する。以上のように分解能の高い速度情報を用いて速度
信号を作り制御系にフィードバックするだめ従来のよう
な速度電圧のリップル等の影響が小さく高精度で安定な
制御が可能となる。
モータの回転に応じたフィードバックパルスの位置偏差
を１８の偏差カウンタで検出し、それを１９のＤ／Ａ変
換器でアナログの速度指令電圧に変換して２０の突き合
わせ点の一端に入力し、他端にはＰＬＬ逓倍回路で逓倍
した、分解能の高い速度情報をＦ／Ｖ変換した得られた
速度電圧が入力される。そして速度誤差信号は２１の増
幅器で増幅され２２のサーボモーターを駆動する。最終
的には位置指令パルスとフィードバックパルスの数が等
しくなるまでサーボモーターは回転して位置決めが完了
する。以上のように分解能の高い速度情報を用いて速度
信号を作り制御系にフィードバックするだめ従来のよう
な速度電圧のリップル等の影響が小さく高精度で安定な
制御が可能となる。
発明の効果
以上のように本発明では、エンコーダ信号をＰＬＬ回路
で逓倍することによって高分解能の速度情報を得ること
ができ、その結果速度検出器のリップル、時間遅れ等が
小さいだめに制御系の安定度とサーボ性能を高めること
が可能となり実用的効果が期待できる。
で逓倍することによって高分解能の速度情報を得ること
ができ、その結果速度検出器のリップル、時間遅れ等が
小さいだめに制御系の安定度とサーボ性能を高めること
が可能となり実用的効果が期待できる。
第１図は従来例の位置決め制御系のブロック図、第２図
は第１図Ｆ／Ｖ変換器の動作説明図、第３図は本発明に
おける一実施例の制御系ブロック図である。 １８・・・・・・偏差カウンタ、１９・・・・・Ｄ／Ａ
変換器、２１・・・・・・増幅器、２２・・・・・・サ
ーボモータ、２３ ・・・・ロータリーエンコーダー、
２７ａ 、２７ｂ・・・・・変調器、２９・・・・・加
算器、３２，３７・・・・・・位相比較器、３４・・・
・・ＶＣＯ１３６・・・・・基準周波数発振器、４１・
・・・・Ｆ／Ｖ変換器。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第１
図 第２図 ＝＝二＝二ｒ／６ 第３図
は第１図Ｆ／Ｖ変換器の動作説明図、第３図は本発明に
おける一実施例の制御系ブロック図である。 １８・・・・・・偏差カウンタ、１９・・・・・Ｄ／Ａ
変換器、２１・・・・・・増幅器、２２・・・・・・サ
ーボモータ、２３ ・・・・ロータリーエンコーダー、
２７ａ 、２７ｂ・・・・・変調器、２９・・・・・加
算器、３２，３７・・・・・・位相比較器、３４・・・
・・ＶＣＯ１３６・・・・・基準周波数発振器、４１・
・・・・Ｆ／Ｖ変換器。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第１
図 第２図 ＝＝二＝二ｒ／６ 第３図
Claims (1)
- インクリメンタル形エンコーダーより得られる９０度位
相差の２相信号と基準周波数発生回路と、前記基準周波
数出力を１／Ｍ（Ｍは整数）に分周し互いに９０度位相
差をもつキャリア信号を作る分周回路と、前記複数のキ
ャリア信号を前記エンコーダ２相信号によって変調させ
る複数の変調回路と、前記変調回路の出力を加算する加
算回路と、前記加算回路の出力の基本周波成分をＭ倍に
逓倍するＰＬＬ回路（ＰｈａｓｅＬｏｃｋｅｄＬｏｏｐ
回路）と、前記ＰＬＬ回路の電圧制御発振回路の逓倍出
力と、前記基準周波数発生回路の基準周波数出力との位
相を比較する位相比較器と、この出力の低周波成分を通
過させるローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの
出力を整形して矩形波パルスを作る波形成形回路と、前
記矩形波パルスの周波数に比例する電圧を発生するＦ／
Ｖ変換器（周波数−電圧変換器）とで構成される速度検
出器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14800984A JPS6126868A (ja) | 1984-07-16 | 1984-07-16 | 速度検出器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14800984A JPS6126868A (ja) | 1984-07-16 | 1984-07-16 | 速度検出器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6126868A true JPS6126868A (ja) | 1986-02-06 |
Family
ID=15443061
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14800984A Pending JPS6126868A (ja) | 1984-07-16 | 1984-07-16 | 速度検出器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6126868A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007065796A (ja) * | 2005-08-29 | 2007-03-15 | Sony Corp | モータ位置決め装置 |
-
1984
- 1984-07-16 JP JP14800984A patent/JPS6126868A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007065796A (ja) * | 2005-08-29 | 2007-03-15 | Sony Corp | モータ位置決め装置 |
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