JPS61273185A - 電源装置 - Google Patents
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- JPS61273185A JPS61273185A JP60113712A JP11371285A JPS61273185A JP S61273185 A JPS61273185 A JP S61273185A JP 60113712 A JP60113712 A JP 60113712A JP 11371285 A JP11371285 A JP 11371285A JP S61273185 A JPS61273185 A JP S61273185A
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/538—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［技術分野］
本発明は、例えば放電灯に電源を供給するようにした電
源装置に関するものである。
源装置に関するものである。
［背景技術ｌ
＄３図は放電灯を負荷として電源装置より電源を供給し
、放電灯を高周波点灯する場合の放電灯点灯装置の具体
回路図を示すものであり、交流電源ＡＣをダイオードブ
リッジからなる全波整流回路ＤＢ、にて全波整流して脈
流電源を形成している。全波整流回路ＤＢ、にダイオー
ドＤ。を介して並列に接続されている直流電源補助回路
１は、コンデンサＣ１、コンデンサＣ１の充電用のダイ
オードＤ４とでなる直流電源回路と、スイッチ要素であ
るトランジスタＱ、とから構成される装置また、コンデ
ンサＣ，，Ｃ，、ダイオードＤＩｌＤ２１Ｄ３から構成
される直流電源回路３は、交流電源ＡＣの全波整流のピ
ーク電圧の略１／２の電圧を印加して上記全波整流回路
ＤＢＩの出力電圧の谷部を埋めて放電灯ＤＬの再点弧電
圧低下を図っているものである。尚、この直流電源回路
３は負荷が放電灯ＤＬであるが故に図示したもので、本
質的なものではない、放電灯ＤＬを＾周波点灯させる周
知の高周波インバータ４は、スイッチングトランジスタ
Ｑ ＋＊Ｑ２、コンデンサＣい発振トランスＯＴ、チ層
−クフィルＬ１、抵抗Ｒ３１Ｒ−で構成されている。こ
の高周波インバータ４の発振トランスＯＴの２次側より
放電灯ＤＬに高周波電力を供給している。放電灯ＤＬの
管電圧を検出する管電圧検出回路５は、管電圧検出用の
トランスＴｆ２、全波整流器ＤＢ、、抵抗Ｒ１、コンデ
ンサ０６等で構成されている。ｉ１６周波インバータ４
の入力電圧（電源電圧）を可変するため交流電源ＡＣ’
の電源位相を検出してトランジスタＱ、をスイッチング
制御する制御回路６″は、トランスＴｆ、、全波整流器
Ｄ Ｂ ２、コンデンサＣ９、抵抗Ｒ３，Ｒ２，Ｒ５−
Ｒ１１、オペアンプｏｐ、〜ＯＰ ３、ダイオードＤ、
、Ｄ、、トランジスタＱ ４、直流補助電源回路１のト
ランジスタＱ、駆動用のトランジスタ等で構成されてい
る。
、放電灯を高周波点灯する場合の放電灯点灯装置の具体
回路図を示すものであり、交流電源ＡＣをダイオードブ
リッジからなる全波整流回路ＤＢ、にて全波整流して脈
流電源を形成している。全波整流回路ＤＢ、にダイオー
ドＤ。を介して並列に接続されている直流電源補助回路
１は、コンデンサＣ１、コンデンサＣ１の充電用のダイ
オードＤ４とでなる直流電源回路と、スイッチ要素であ
るトランジスタＱ、とから構成される装置また、コンデ
ンサＣ，，Ｃ，、ダイオードＤＩｌＤ２１Ｄ３から構成
される直流電源回路３は、交流電源ＡＣの全波整流のピ
ーク電圧の略１／２の電圧を印加して上記全波整流回路
ＤＢＩの出力電圧の谷部を埋めて放電灯ＤＬの再点弧電
圧低下を図っているものである。尚、この直流電源回路
３は負荷が放電灯ＤＬであるが故に図示したもので、本
質的なものではない、放電灯ＤＬを＾周波点灯させる周
知の高周波インバータ４は、スイッチングトランジスタ
Ｑ ＋＊Ｑ２、コンデンサＣい発振トランスＯＴ、チ層
−クフィルＬ１、抵抗Ｒ３１Ｒ−で構成されている。こ
の高周波インバータ４の発振トランスＯＴの２次側より
放電灯ＤＬに高周波電力を供給している。放電灯ＤＬの
管電圧を検出する管電圧検出回路５は、管電圧検出用の
トランスＴｆ２、全波整流器ＤＢ、、抵抗Ｒ１、コンデ
ンサ０６等で構成されている。ｉ１６周波インバータ４
の入力電圧（電源電圧）を可変するため交流電源ＡＣ’
の電源位相を検出してトランジスタＱ、をスイッチング
制御する制御回路６″は、トランスＴｆ、、全波整流器
Ｄ Ｂ ２、コンデンサＣ９、抵抗Ｒ３，Ｒ２，Ｒ５−
Ｒ１１、オペアンプｏｐ、〜ＯＰ ３、ダイオードＤ、
、Ｄ、、トランジスタＱ ４、直流補助電源回路１のト
ランジスタＱ、駆動用のトランジスタ等で構成されてい
る。
第４図は第３図の主要波形図を示すものであり、第４図
（ａ）は高周波インバータ４の入力電圧波形を示すもの
である。期間Ｔｆｆ４では交流電源ＡＣの全波整流波形
の一部であり、期間Ｔ２３及び期間Ｔ４＋では、コンデ
ンサＣ１とＣ２の電圧の夫々ダイオードＤ Ｉ＋ Ｄ
２を介しての波形であり、期間Ｔ。
（ａ）は高周波インバータ４の入力電圧波形を示すもの
である。期間Ｔｆｆ４では交流電源ＡＣの全波整流波形
の一部であり、期間Ｔ２３及び期間Ｔ４＋では、コンデ
ンサＣ１とＣ２の電圧の夫々ダイオードＤ Ｉ＋ Ｄ
２を介しての波形であり、期間Ｔ。
、はコンデンサＣ３の電圧のトランジスタＱ、を介して
の波形となっている。すなわち、時刻ｔ１はトランジス
タＱ、の導通時期、時刻ｔ２はトランジスタＱ、の非導
通復帰時期、時刻し、は（交流電源ＡＣの全波整流電圧
）〉（コンデンサＣ＋（又はＣｔ）の電圧）となった時
期、し、は（交流電源ＡＣの全波整流電圧）〈（コンデ
ンサＣ＋（又はＣ２）の電圧）となった時期である。第
４図（ｂ）は同図（ａ）の如か電圧が高周波インバータ
４に入力された場合の放電灯ＤＬの電流波形を示すもの
である。
の波形となっている。すなわち、時刻ｔ１はトランジス
タＱ、の導通時期、時刻ｔ２はトランジスタＱ、の非導
通復帰時期、時刻し、は（交流電源ＡＣの全波整流電圧
）〉（コンデンサＣ＋（又はＣｔ）の電圧）となった時
期、し、は（交流電源ＡＣの全波整流電圧）〈（コンデ
ンサＣ＋（又はＣ２）の電圧）となった時期である。第
４図（ｂ）は同図（ａ）の如か電圧が高周波インバータ
４に入力された場合の放電灯ＤＬの電流波形を示すもの
である。
第４図（ａ）及び（ｂ）によって第３図の基本的な動作
を説明する。第３図の放電灯ＤＬとして例えば高演色型
高圧ナトリウム灯を想定すると、該高演色型高圧ナトリ
ウム灯はその色温度を略一定にすることが要求される。
を説明する。第３図の放電灯ＤＬとして例えば高演色型
高圧ナトリウム灯を想定すると、該高演色型高圧ナトリ
ウム灯はその色温度を略一定にすることが要求される。
そのためには管電圧を略一定にすれば良いことが判って
おり、＄３図はそれを達成するための構成である。すな
わち、管電圧検出回路５によって放電灯ＤＬの管電圧を
検出し、制御回路６′によって該電圧に反比例する直流
電圧■、、（オペアンプＯＰ２の出力）と、電源位相を
検出すべく抵抗Ｒ２の両端電圧すなわち交流電源ＡＣの
全波整流電圧に相似な電圧Ｖ１５どの比較を第４図（ｃ
）の如く行ない、Ｖ １４＞ Ｖ Ｉ５なる条件の時の
みトランジスタＱ、が導通し、同図（ａ）の期ｆｆｌ
Ｔ ｌｚのみコンデンサＣｓの電圧が高周波インバータ
４に入力されるもので、今、電圧ｖ１４は放電灯ＤＬの
管電圧に反比例的であるので、管電圧が上がろうとすれ
ば、■１．は下がり、期間Ｔ、２が短縮され、インバー
タ４への入力電圧の平均値が下がり、管電流が低下して
管電圧の上昇を抑制する方向に働く。ここで、想定した
高演色型高圧ナトリウム灯の場合、その管電圧、管電流
の関係は静的には正特性なので上記のように働くもので
ある。また、逆に管電圧が下がろうとすれば、上記と全
く逆の動作で管電圧低下を抑制する方向に働く。
おり、＄３図はそれを達成するための構成である。すな
わち、管電圧検出回路５によって放電灯ＤＬの管電圧を
検出し、制御回路６′によって該電圧に反比例する直流
電圧■、、（オペアンプＯＰ２の出力）と、電源位相を
検出すべく抵抗Ｒ２の両端電圧すなわち交流電源ＡＣの
全波整流電圧に相似な電圧Ｖ１５どの比較を第４図（ｃ
）の如く行ない、Ｖ １４＞ Ｖ Ｉ５なる条件の時の
みトランジスタＱ、が導通し、同図（ａ）の期ｆｆｌ
Ｔ ｌｚのみコンデンサＣｓの電圧が高周波インバータ
４に入力されるもので、今、電圧ｖ１４は放電灯ＤＬの
管電圧に反比例的であるので、管電圧が上がろうとすれ
ば、■１．は下がり、期間Ｔ、２が短縮され、インバー
タ４への入力電圧の平均値が下がり、管電流が低下して
管電圧の上昇を抑制する方向に働く。ここで、想定した
高演色型高圧ナトリウム灯の場合、その管電圧、管電流
の関係は静的には正特性なので上記のように働くもので
ある。また、逆に管電圧が下がろうとすれば、上記と全
く逆の動作で管電圧低下を抑制する方向に働く。
第３図は上記の如く動作するもので、負荷への出力制御
方法として、電圧Ｖ、４とＶｌ、の比較で制御するので
５０８２と６０Ｈｚの切り換えが不要で、特に放電灯を
負荷とした場合、交流電源ＡＣの全波整流波形の谷部分
に発生させた電圧が存在するので再、弘弧電圧の上昇に
よる立ち消えなどの問題が無いものである。
方法として、電圧Ｖ、４とＶｌ、の比較で制御するので
５０８２と６０Ｈｚの切り換えが不要で、特に放電灯を
負荷とした場合、交流電源ＡＣの全波整流波形の谷部分
に発生させた電圧が存在するので再、弘弧電圧の上昇に
よる立ち消えなどの問題が無いものである。
しかしながら、ＴＩ２の期間によって以下の課題が存在
する。第４図（ｄ）は期間Ｔ １２（Ｔ １２’ ）が
時刻ｔ４及び時刻１．の両者を含んだ制御状態となった
場合の■、とＶ１５との波形でありて、同図（ｅ）はそ
のときのトランジスタＱ、の開閉状態を示すものである
。すなわち、同図（ｄ）の時刻ｔ、′直後においで、ト
ランジスタＱ、はあたかもリレーのチャタリングのよう
な動作を行ない、放電灯ＤＬのチラッキや制御の不安定
さや、インバータ４の異常発振などの各種不都合を引き
起こすものであった。上記現象の原因は、抵抗Ｒ２の両
端に現れる電圧によるものである。すなわち、抵抗Ｒ２
は交流電源ＡＣの全波整流波形に相似的な波形とする必
要があるので、インバータ４への入力電圧波形と分離す
るため、ダイオードＤ０を回路に挿入している。このダ
イオードＤ０は、交流電源ＡＣの全波整流電圧が直流補
助電源回路１又は直流電源回路３の出力電圧より高い場
合に開成し、低い場合に閉成するものであるが、ダイオ
ードＤ０に逆回復時間があることは周知で、直流補助電
源回路１又は直流電源回路３の出力電圧が交流電源ＡＣ
の全波整流電圧より高くなろうとした時に、逆回復時間
の間直流補助電源回路１又は直流電源回路３の出力電圧
がダイオードＤ０を介して抵抗ＲＩ。
する。第４図（ｄ）は期間Ｔ １２（Ｔ １２’ ）が
時刻ｔ４及び時刻１．の両者を含んだ制御状態となった
場合の■、とＶ１５との波形でありて、同図（ｅ）はそ
のときのトランジスタＱ、の開閉状態を示すものである
。すなわち、同図（ｄ）の時刻ｔ、′直後においで、ト
ランジスタＱ、はあたかもリレーのチャタリングのよう
な動作を行ない、放電灯ＤＬのチラッキや制御の不安定
さや、インバータ４の異常発振などの各種不都合を引き
起こすものであった。上記現象の原因は、抵抗Ｒ２の両
端に現れる電圧によるものである。すなわち、抵抗Ｒ２
は交流電源ＡＣの全波整流波形に相似的な波形とする必
要があるので、インバータ４への入力電圧波形と分離す
るため、ダイオードＤ０を回路に挿入している。このダ
イオードＤ０は、交流電源ＡＣの全波整流電圧が直流補
助電源回路１又は直流電源回路３の出力電圧より高い場
合に開成し、低い場合に閉成するものであるが、ダイオ
ードＤ０に逆回復時間があることは周知で、直流補助電
源回路１又は直流電源回路３の出力電圧が交流電源ＡＣ
の全波整流電圧より高くなろうとした時に、逆回復時間
の間直流補助電源回路１又は直流電源回路３の出力電圧
がダイオードＤ０を介して抵抗ＲＩ。
Ｒ２に印加される。ダイオードＤ０の逆回復時間にかか
わる抵抗Ｒ２への影響はダイオードＤ０に逆方向に印加
される電圧の立ち上がりに比例して大きくなる。従って
、ｔｊＩＪ４図（ａ）のように時期ｔ４における電圧変
化が小さい場合では、上記の如き問題の発生することが
少なく、同図（ｆ）の如く期間Ｔ１２が同図（ａ）の時
刻ｔ４１ｔ３を含んだ場合には、ｔＩ′時の電圧変化が
大きいので上記の如き問題が発生するのである。尚、抵
抗Ｒ，，Ｒ２の回路を全波整流器ＤＢ、とコンデンサＣ
５の間のダイオードＤ０に相当するダイオードと合わせ
て挿入しても、全波整流回路ＤＢ、、トランスＴｆ、を
介して交流電源ＡＣより高くなった直流補助電源回路１
の電圧の影響が出るので、上記課題は避けられないもの
である。
わる抵抗Ｒ２への影響はダイオードＤ０に逆方向に印加
される電圧の立ち上がりに比例して大きくなる。従って
、ｔｊＩＪ４図（ａ）のように時期ｔ４における電圧変
化が小さい場合では、上記の如き問題の発生することが
少なく、同図（ｆ）の如く期間Ｔ１２が同図（ａ）の時
刻ｔ４１ｔ３を含んだ場合には、ｔＩ′時の電圧変化が
大きいので上記の如き問題が発生するのである。尚、抵
抗Ｒ，，Ｒ２の回路を全波整流器ＤＢ、とコンデンサＣ
５の間のダイオードＤ０に相当するダイオードと合わせ
て挿入しても、全波整流回路ＤＢ、、トランスＴｆ、を
介して交流電源ＡＣより高くなった直流補助電源回路１
の電圧の影響が出るので、上記課題は避けられないもの
である。
［発明の目的］
本発明は上述の点に鑑みて提供したものであって、全波
整流回路の出力電圧に直流電圧を合成する場合に、電圧
の立ち上がりの傾きが緩やかな直流電圧を印加して、電
圧変化の大きい直流電圧を印加した場合に生じる不都合
を解消することを目的とした電源装置を提供するもので
ある。
整流回路の出力電圧に直流電圧を合成する場合に、電圧
の立ち上がりの傾きが緩やかな直流電圧を印加して、電
圧変化の大きい直流電圧を印加した場合に生じる不都合
を解消することを目的とした電源装置を提供するもので
ある。
Ｃ発明の開示１
（構成）
本発明は、全波整流回路の出力電圧に第１の直流補助電
源回路の直流電圧が印加して合成される前に、電圧の立
ち上がりの傾きが緩やかな直流電圧を全波整流回路の出
力電圧に印加して合成する第２の直流補助電源回路を設
けたことを特徴とするものである。
源回路の直流電圧が印加して合成される前に、電圧の立
ち上がりの傾きが緩やかな直流電圧を全波整流回路の出
力電圧に印加して合成する第２の直流補助電源回路を設
けたことを特徴とするものである。
（実施例）
以下、本発明の実施例を図面により説明する。
本発明は、交流電源ＡＣの全波ｇ、ｔｌＬ波形の谷部に
、従来の直流電源回路に相当する回路を設け、この回路
の電圧が直流補助電源回路１の動作状態の如何にかかわ
らず必ず存在するという状態を作ることにより上記難点
を解消するものである。
、従来の直流電源回路に相当する回路を設け、この回路
の電圧が直流補助電源回路１の動作状態の如何にかかわ
らず必ず存在するという状態を作ることにより上記難点
を解消するものである。
第１図はその一実施例を示すもので、第３図と同一要素
には同一記号を付しその部分の説明は省略する。コンデ
ンサＣ８、トランジスタＱ３、グイオードＤ２等から＃
Ｉ成される直流補助電源回路２は従来の直流電源回路３
に相当するもので、従来の直流電源回ｖＩ３が交流電源
ＡＣの全波整流のピーク電圧の略１／２の電圧を出力し
ていたのに対し、本発明の直流補助電源回路２はその出
力電圧はトランクるりＱ５の存在により可変となってい
る点が異なる。ダイオードＤ。Ｉは直流補助電源回路１
の電圧が直流補助電源回路３へ逆流するのを防止するも
のである。制御回路６は従来とほぼ同様で、トランジス
タＱ、の制御は第３図と全く同一で、トランジスタＱ、
の制御部が追加された点が異なる。トラ”ンジスタＱ、
の制御部は、抵抗Ｒ１，〜Ｒ２３、オペアンプＯＰいダ
イオードＤγ、トランジスタＱ６より構成されている。
には同一記号を付しその部分の説明は省略する。コンデ
ンサＣ８、トランジスタＱ３、グイオードＤ２等から＃
Ｉ成される直流補助電源回路２は従来の直流電源回路３
に相当するもので、従来の直流電源回ｖＩ３が交流電源
ＡＣの全波整流のピーク電圧の略１／２の電圧を出力し
ていたのに対し、本発明の直流補助電源回路２はその出
力電圧はトランクるりＱ５の存在により可変となってい
る点が異なる。ダイオードＤ。Ｉは直流補助電源回路１
の電圧が直流補助電源回路３へ逆流するのを防止するも
のである。制御回路６は従来とほぼ同様で、トランジス
タＱ、の制御は第３図と全く同一で、トランジスタＱ、
の制御部が追加された点が異なる。トラ”ンジスタＱ、
の制御部は、抵抗Ｒ１，〜Ｒ２３、オペアンプＯＰいダ
イオードＤγ、トランジスタＱ６より構成されている。
トランジスタＱ５の制御は、直流補助電源回路１の制御
と同様にオペアンプＯＰ、の入力端子の電圧ＶＢとｖ３
．との比較によってその導通時期が制御される如く形成
されており、抵抗Ｒ４・の存在によりＶ２３〉■口であ
るので、トランジスタＱｓの導通時期はトランジスタＱ
、の導通時期と比例的で且つ、必ずトランジスタＱ、の
導通時期の方が大きいものである。従って、コンデンサ
Ｃ３の充電電圧もＦランシスタロ、の導通期間が増すに
従って増加し、第４図（ｄ）のＴ、２′の如き場合にあ
っても必ずコンデンサＣ７の出力電圧が高周波インバー
タ４の入力電圧の一部として存在する。
と同様にオペアンプＯＰ、の入力端子の電圧ＶＢとｖ３
．との比較によってその導通時期が制御される如く形成
されており、抵抗Ｒ４・の存在によりＶ２３〉■口であ
るので、トランジスタＱｓの導通時期はトランジスタＱ
、の導通時期と比例的で且つ、必ずトランジスタＱ、の
導通時期の方が大きいものである。従って、コンデンサ
Ｃ３の充電電圧もＦランシスタロ、の導通期間が増すに
従って増加し、第４図（ｄ）のＴ、２′の如き場合にあ
っても必ずコンデンサＣ７の出力電圧が高周波インバー
タ４の入力電圧の一部として存在する。
第２図は第１図の動作波形図を示すものであり、同図（
ａ）は電圧ＶＢとＶｌｌとの関係を示し、■＋４＞Ｖ＋
ｉの時）ランフＸタＱｓ７！！’導通し、Ｖ１４の実線
は管電圧が高い場合、Ｖ１４の破線は管電圧が低い場合
を示すものである。同図（ｂ）は電圧ｖ２３とｖｌ、の
関係を示し、Ｖ２２＞ＶｌｌでトランジスタＱ、がオン
してトランジスタＱ、が導通し、ｖ２゜の実線は管電圧
が高い場合、Ｖ２ｆｆの破線は管電圧の低い場合を示す
ものである。同図（ａ）と（ｂ）との関係は、同図（ａ
）でトランジスタＱ、が導通し、コンデンサＣ１の電圧
がインバータ４に供給されはじめる時点の交流電源ＡＣ
の全波整流電圧より早くトランジスタＱ、を導通させる
ことにより、該時点の交流電源ＡＣの全波整流電圧値よ
り大きい電圧までコンデンサＣ１が充電されており、該
コンデンサＣＩの電圧が必ずインバータ４の入力として
現れるような関係を維持しているということである。第
２図（ｅ）は管電圧の高い場合のインバータ４の入力電
圧を示し、同図（ｄ）は管電圧の低い場合のインバータ
４の入力電圧を示すものである。すなわち、同図（ｄ）
に示すように、第４図（ａ）に示す期間Ｔ１２がＬ４％
ｈを含むような場合でも、Ｖ２ｚ＞Ｖ、、の関係より
トランジスタＱ３が導通する前に必ずトランジスタＱ、
が導通するため（第２図（ｃ）（ｄ）のＴｏの期間）、
トランジスタＱ、による急な立ち上がりの電圧が合成さ
れず、電圧変化が緩やかな（実施例では図示の如く電圧
変化がほとんどないつまり、急に立ち上がらない）電圧
が合成されることになるため、ダイオードＤ０に印加さ
れる逆電用が急激に変化せず、上述の如き難点が解消で
きるものである。
ａ）は電圧ＶＢとＶｌｌとの関係を示し、■＋４＞Ｖ＋
ｉの時）ランフＸタＱｓ７！！’導通し、Ｖ１４の実線
は管電圧が高い場合、Ｖ１４の破線は管電圧が低い場合
を示すものである。同図（ｂ）は電圧ｖ２３とｖｌ、の
関係を示し、Ｖ２２＞ＶｌｌでトランジスタＱ、がオン
してトランジスタＱ、が導通し、ｖ２゜の実線は管電圧
が高い場合、Ｖ２ｆｆの破線は管電圧の低い場合を示す
ものである。同図（ａ）と（ｂ）との関係は、同図（ａ
）でトランジスタＱ、が導通し、コンデンサＣ１の電圧
がインバータ４に供給されはじめる時点の交流電源ＡＣ
の全波整流電圧より早くトランジスタＱ、を導通させる
ことにより、該時点の交流電源ＡＣの全波整流電圧値よ
り大きい電圧までコンデンサＣ１が充電されており、該
コンデンサＣＩの電圧が必ずインバータ４の入力として
現れるような関係を維持しているということである。第
２図（ｅ）は管電圧の高い場合のインバータ４の入力電
圧を示し、同図（ｄ）は管電圧の低い場合のインバータ
４の入力電圧を示すものである。すなわち、同図（ｄ）
に示すように、第４図（ａ）に示す期間Ｔ１２がＬ４％
ｈを含むような場合でも、Ｖ２ｚ＞Ｖ、、の関係より
トランジスタＱ３が導通する前に必ずトランジスタＱ、
が導通するため（第２図（ｃ）（ｄ）のＴｏの期間）、
トランジスタＱ、による急な立ち上がりの電圧が合成さ
れず、電圧変化が緩やかな（実施例では図示の如く電圧
変化がほとんどないつまり、急に立ち上がらない）電圧
が合成されることになるため、ダイオードＤ０に印加さ
れる逆電用が急激に変化せず、上述の如き難点が解消で
きるものである。
［発明の効果１
本発明は上述のように、交流電源を全波整流する全波整
流回路と、この全波整流回路からの電源を受けて直流電
源を形成する直流電源回路及びこの直流電源回路と接続
されて該直流電源回路の直流電圧を出力制御するスイッ
チ要素からなる第１の直流補助電源回路と、全波整流回
路の出力より交流電源の電源位相を検出して上記スイッ
チ要素を位相制御する制御回路と、第１の直流補助電源
回路より制御回路への逆流防止用のダイオードとを具備
し、上記スイッチ要素のスイッチング制御により上記全
波整流回路の出力電圧の谷部において導通幅を可変とし
たスイッチ要素が導通して出力される第１の直流補助電
源回路の直流電圧と全波整流回路の出力電圧とを合成し
た合成出力電圧を負荷へ供給するようにした電源装置に
おいて、全波整流回路の出力電圧に第１の直流補助電源
回路の直流電圧が印加して合成される前に、電圧の立ち
上がりの傾きが緩やかな直流電圧を全波整流回路の出力
電圧に印加して合成する第２の直流補助電源回路を設け
たものであるから、第２の直流補助電源回路により第１
の直流補助電源回路の直流電圧が全波整流回路の出力電
圧と印加して合成される前には必ず、電圧の立ち上がり
の傾軽の緩やかな直流電圧が印加されるため、ダイオー
ドにはその逆回復時間よりも立ち上がりが短い電圧が印
加されることはなく、そのため、従来と異なり電圧変化
の急激な電圧が印加されてダイオードを介して制御回路
に誤動作となる電圧が印加されることはなく、従って、
制御回路にてスイッチ要素が誤動作せず、従来のように
例えば負荷を放電灯とした場合に、放電灯のチラッキや
制御の不安定さや、また放電灯点灯用のインバータの異
常発振などの各種不都合を解消することができる効果を
奏するものである。
流回路と、この全波整流回路からの電源を受けて直流電
源を形成する直流電源回路及びこの直流電源回路と接続
されて該直流電源回路の直流電圧を出力制御するスイッ
チ要素からなる第１の直流補助電源回路と、全波整流回
路の出力より交流電源の電源位相を検出して上記スイッ
チ要素を位相制御する制御回路と、第１の直流補助電源
回路より制御回路への逆流防止用のダイオードとを具備
し、上記スイッチ要素のスイッチング制御により上記全
波整流回路の出力電圧の谷部において導通幅を可変とし
たスイッチ要素が導通して出力される第１の直流補助電
源回路の直流電圧と全波整流回路の出力電圧とを合成し
た合成出力電圧を負荷へ供給するようにした電源装置に
おいて、全波整流回路の出力電圧に第１の直流補助電源
回路の直流電圧が印加して合成される前に、電圧の立ち
上がりの傾きが緩やかな直流電圧を全波整流回路の出力
電圧に印加して合成する第２の直流補助電源回路を設け
たものであるから、第２の直流補助電源回路により第１
の直流補助電源回路の直流電圧が全波整流回路の出力電
圧と印加して合成される前には必ず、電圧の立ち上がり
の傾軽の緩やかな直流電圧が印加されるため、ダイオー
ドにはその逆回復時間よりも立ち上がりが短い電圧が印
加されることはなく、そのため、従来と異なり電圧変化
の急激な電圧が印加されてダイオードを介して制御回路
に誤動作となる電圧が印加されることはなく、従って、
制御回路にてスイッチ要素が誤動作せず、従来のように
例えば負荷を放電灯とした場合に、放電灯のチラッキや
制御の不安定さや、また放電灯点灯用のインバータの異
常発振などの各種不都合を解消することができる効果を
奏するものである。
第１図は本発明の実施例の具体回路図、第２図は同上の
動作波形図、＃４３図は従来例の具体回路図、第４図は
同上の動作波形図である。 １は第１の直流補助電源回路、２は第２の直流補助電源
回路、６は制御回路、ＡＣは交流電源、ＤＢ、は全波整
流回路、Ｄｏはダイオード、Ｑ、はスイッチ要素である
トランジスタを示す。
動作波形図、＃４３図は従来例の具体回路図、第４図は
同上の動作波形図である。 １は第１の直流補助電源回路、２は第２の直流補助電源
回路、６は制御回路、ＡＣは交流電源、ＤＢ、は全波整
流回路、Ｄｏはダイオード、Ｑ、はスイッチ要素である
トランジスタを示す。
Claims (1)
- （１）交流電源を全波整流する全波整流回路と、この全
波整流回路からの電源を受けて直流電源を形成する直流
電源回路及びこの直流電源回路と接続されて該直流電源
回路の直流電圧を出力制御するスイッチ要素からなる第
１の直流補助電源回路と、全波整流回路の出力より交流
電源の電源位相を検出して上記スイッチ要素を位相制御
する制御回路と、第１の直流補助電源回路より制御回路
への逆流防止用のダイオードとを具備し、上記スイッチ
要素のスイッチング制御により上記全波整流回路の出力
電圧の谷部において導通幅を可変としたスイッチ要素が
導通して出力される第１の直流補助電源回路の直流電圧
と全波整流回路の出力電圧とを合成した合成出力電圧を
負荷へ供給するようにした電源装置において、全波整流
回路の出力電圧に第１の直流補助電源回路の直流電圧が
印加して合成される前に、電圧の立ち上がりの傾きが緩
やかな直流電圧を全波整流回路の出力電圧に印加して合
成する第２の直流補助電源回路を設けて成ることを特徴
とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60113712A JPS61273185A (ja) | 1985-05-27 | 1985-05-27 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60113712A JPS61273185A (ja) | 1985-05-27 | 1985-05-27 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61273185A true JPS61273185A (ja) | 1986-12-03 |
Family
ID=14619243
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60113712A Pending JPS61273185A (ja) | 1985-05-27 | 1985-05-27 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61273185A (ja) |
-
1985
- 1985-05-27 JP JP60113712A patent/JPS61273185A/ja active Pending
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