JPS6128000B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6128000B2 JPS6128000B2 JP53006812A JP681278A JPS6128000B2 JP S6128000 B2 JPS6128000 B2 JP S6128000B2 JP 53006812 A JP53006812 A JP 53006812A JP 681278 A JP681278 A JP 681278A JP S6128000 B2 JPS6128000 B2 JP S6128000B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- speed
- control system
- input terminal
- rotation
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 36
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 24
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 15
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 7
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 5
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000003754 machining Methods 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 1
- 239000003550 marker Substances 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は直流電動機の制御方式に関し、従来の
制御方式の構成を複雑高価とすることなく、制御
性能を向上せしめ得る制御方式を提供するもので
ある。
制御方式の構成を複雑高価とすることなく、制御
性能を向上せしめ得る制御方式を提供するもので
ある。
周知の如く直流電動機はその回転軸に加わる負
荷の増加に伴ない回転速度が降下（低下）する、
いわゆる垂下特性を持つており、これを磁気録画
再生装置（VTR）等の回転制御に用いる場合、
回転速度を定速化するための速度制御系が必要で
あり、外部基準信号との位相同期をとる位相制御
系と共に用いられ、VTRのサーボ系を構成して
いた。即ち、この種装置に直流電動機を用いる場
合速度制御系を必要とするところに交流電動機を
用いる場合との大きな差異がある。
荷の増加に伴ない回転速度が降下（低下）する、
いわゆる垂下特性を持つており、これを磁気録画
再生装置（VTR）等の回転制御に用いる場合、
回転速度を定速化するための速度制御系が必要で
あり、外部基準信号との位相同期をとる位相制御
系と共に用いられ、VTRのサーボ系を構成して
いた。即ち、この種装置に直流電動機を用いる場
合速度制御系を必要とするところに交流電動機を
用いる場合との大きな差異がある。
従来、直流電動機の速度制御方式としては、電
機子に誘起される逆起電圧を検出して速度制御す
る通称電子ガバナと呼ばれる方式、回転軸に直結
した発電機の発生電圧を用いて速度制御する方式
光学的、磁気的または静電的にパルス信号を検出
して速度制御する方式等があつた。この内発電機
直結方式は高価となるためにあまり用いられてい
ない。
機子に誘起される逆起電圧を検出して速度制御す
る通称電子ガバナと呼ばれる方式、回転軸に直結
した発電機の発生電圧を用いて速度制御する方式
光学的、磁気的または静電的にパルス信号を検出
して速度制御する方式等があつた。この内発電機
直結方式は高価となるためにあまり用いられてい
ない。
逆起電圧検出方式は、刷子抵抗の変化によりブ
リツジ回路のバランスを保持し得なくなり、逆起
電圧の他に電機子電流に比例した電圧が発生して
誤差が現われるため高精度に速度制御し得ず、そ
の構成が比較的簡単であり、一見安価に構成でき
るように見える反面、高安定な基準電圧源を必要
とし高価となる欠点があつた。
リツジ回路のバランスを保持し得なくなり、逆起
電圧の他に電機子電流に比例した電圧が発生して
誤差が現われるため高精度に速度制御し得ず、そ
の構成が比較的簡単であり、一見安価に構成でき
るように見える反面、高安定な基準電圧源を必要
とし高価となる欠点があつた。
パルス信号を検出して速度制御を行なう方式に
は、回転速度を検出するための専用の周波数発電
機を用いる通称FG方式と呼ばれる方式と位相制
御系で用いる回転位相パルス発生器を兼用する通
称PG方式と呼ばれる方式とがある。一般にFG方
式はサンプリング周波数（速度比較周波数）が回
転周波数ｏHzのｎ倍、即ち一回転につき複数回
の回転検出を行なつて速度制御する方式であるの
に対して、PG方式は速度比較周波数がｏHzま
たはそれ以下である場合が多く、前者は周波数発
電機の機械加工精度が必要で、かつ専用の検出器
を必要とするなど高価になる欠点があり、後者は
位相制御に用いる検出器と兼用でき、機械加工精
度が要求されない反面、サンプリング周波数が低
いため制御性能が悪化する欠点があつた。
は、回転速度を検出するための専用の周波数発電
機を用いる通称FG方式と呼ばれる方式と位相制
御系で用いる回転位相パルス発生器を兼用する通
称PG方式と呼ばれる方式とがある。一般にFG方
式はサンプリング周波数（速度比較周波数）が回
転周波数ｏHzのｎ倍、即ち一回転につき複数回
の回転検出を行なつて速度制御する方式であるの
に対して、PG方式は速度比較周波数がｏHzま
たはそれ以下である場合が多く、前者は周波数発
電機の機械加工精度が必要で、かつ専用の検出器
を必要とするなど高価になる欠点があり、後者は
位相制御に用いる検出器と兼用でき、機械加工精
度が要求されない反面、サンプリング周波数が低
いため制御性能が悪化する欠点があつた。
本発明は、従来の欠点を除去すべく比較的簡単
な構成で、しかも制御性能を向上せしめ得る安価
な制御方式を提供するものである。即ち、本発明
はPG方式による速度制御系に新たに逆起電圧検
出による速度制御系を加え、両者の欠点を相互に
補ない制御性能を高めた、２重の速度制御系で構
成する新規な直流電動機の制御方式を提供するも
のである。
な構成で、しかも制御性能を向上せしめ得る安価
な制御方式を提供するものである。即ち、本発明
はPG方式による速度制御系に新たに逆起電圧検
出による速度制御系を加え、両者の欠点を相互に
補ない制御性能を高めた、２重の速度制御系で構
成する新規な直流電動機の制御方式を提供するも
のである。
PG方式による速度制御方式は、回転位相パル
ス検出器の構成の違いによつて分類でき、１、１
回転につき１個のパルス信号を検出するものと、
２、１回転につき２個のパルス信号を検出するも
のとに大別できる。
ス検出器の構成の違いによつて分類でき、１、１
回転につき１個のパルス信号を検出するものと、
２、１回転につき２個のパルス信号を検出するも
のとに大別できる。
図１は回転パルス信号の波形図例を示し、Ａ１
は１に該当し、Ａ２〜Ａ７は２に該当するもの、
Ａ８は１回転に１サイクルの信号を得るものであ
る。２の場合２個のパルスの判別が必要であり、
マーカ２個と検出ヘツド１個で構成し、2a ２個
のパルスの極性を違えて検出するものＡ２，Ａ
３、2b ２個のパルスの振幅を違えて検出するも
のＡ４、2c ２個のパルスの間隔を違えて検出す
るものＡ５と、マーカ１個と検出ヘツド２個で構
成し、2d ２個のパルスを別々に１個ずつ検出す
るものＡ６があり、また特に判別をしないで略々
180゜の位置にマーカ２個を取付け、検出ヘツド
１個で構成し、2e パルスの間隔が略等しい２個
のパルスを検出するものＡ７がある。また、Ａ８
はFG方式における回転検出の回数を１回にした
ものと等価である。
は１に該当し、Ａ２〜Ａ７は２に該当するもの、
Ａ８は１回転に１サイクルの信号を得るものであ
る。２の場合２個のパルスの判別が必要であり、
マーカ２個と検出ヘツド１個で構成し、2a ２個
のパルスの極性を違えて検出するものＡ２，Ａ
３、2b ２個のパルスの振幅を違えて検出するも
のＡ４、2c ２個のパルスの間隔を違えて検出す
るものＡ５と、マーカ１個と検出ヘツド２個で構
成し、2d ２個のパルスを別々に１個ずつ検出す
るものＡ６があり、また特に判別をしないで略々
180゜の位置にマーカ２個を取付け、検出ヘツド
１個で構成し、2e パルスの間隔が略等しい２個
のパルスを検出するものＡ７がある。また、Ａ８
はFG方式における回転検出の回数を１回にした
ものと等価である。
以上の例から明らかなように、PG方式では回
転位相パルス検出器の構成が種々あり、このため
パルス信号を増幅し分離する前段の回路構成が多
少異なる。しかし、後段の速度誤差信号を得るた
めの信号処理回路の構成は共通である。即ち、前
記２の例で２個のパルスを分離した一方のパルス
に同期した一定時間幅の速度基準信号を作成する
速度基準回路と、Ａ該速度基準回路出力の後縁に
同期した傾斜信号を作成する第１波形変換回路
と、前記分離した他方のパルスに同期したサンプ
リングパルスを作成する第２波形変換回路と、ま
た、Ｂ前記分離した他方のパルスに同期した傾斜
信号を作成する第１波形変換回路と、前記速度基
準回路出力の後縁に同期したサンプリングパルス
を作成する第２波形変換回路と、前記第１波形変
換回路出力を前記第２波形変換回路出力でサンプ
リングし、ホールドする速度比較回路とよりな
り、該速度比較回路出力を増幅して直流電動機を
駆動制御し速度制御系を構成している。前記Ａと
Ｂの違いは速度基準回路出力で傾斜信号を作成す
るか、サンプリングパルスを作成するかの違いで
あり、逆極性の関係になるためこの場合もちろん
傾斜信号の勾配の極性または駆動増幅器の極性を
選択し、負帰環ループとなるように構成する。次
に１の場合は、パルスが１個であるため２の場合
のパルス２個分を兼用することで実現できる。し
かるに速度基準回路の一定時間幅は回転周期に略
等しくする必要がある。
転位相パルス検出器の構成が種々あり、このため
パルス信号を増幅し分離する前段の回路構成が多
少異なる。しかし、後段の速度誤差信号を得るた
めの信号処理回路の構成は共通である。即ち、前
記２の例で２個のパルスを分離した一方のパルス
に同期した一定時間幅の速度基準信号を作成する
速度基準回路と、Ａ該速度基準回路出力の後縁に
同期した傾斜信号を作成する第１波形変換回路
と、前記分離した他方のパルスに同期したサンプ
リングパルスを作成する第２波形変換回路と、ま
た、Ｂ前記分離した他方のパルスに同期した傾斜
信号を作成する第１波形変換回路と、前記速度基
準回路出力の後縁に同期したサンプリングパルス
を作成する第２波形変換回路と、前記第１波形変
換回路出力を前記第２波形変換回路出力でサンプ
リングし、ホールドする速度比較回路とよりな
り、該速度比較回路出力を増幅して直流電動機を
駆動制御し速度制御系を構成している。前記Ａと
Ｂの違いは速度基準回路出力で傾斜信号を作成す
るか、サンプリングパルスを作成するかの違いで
あり、逆極性の関係になるためこの場合もちろん
傾斜信号の勾配の極性または駆動増幅器の極性を
選択し、負帰環ループとなるように構成する。次
に１の場合は、パルスが１個であるため２の場合
のパルス２個分を兼用することで実現できる。し
かるに速度基準回路の一定時間幅は回転周期に略
等しくする必要がある。
以上はPG方式による速度制御方式の概略説明
であり、Ａ１の使用例としては特開昭48−6222、
特開昭48−7218があり、Ａ２の使用例としては特
開昭49−57822、Ａ５の使用例としては特開昭51
−104520、Ａ６の使用例としては特開昭51−
124406、Ａ８の使用例としては特開昭51−104519
等があるが、本発明はPG方式のサンプリング周
波数が低いことによる制御性能の低下を逆起電圧
検出方式速度制御系の付加により相互に補ない、
制御性能を高めた新規な制御方式を提供するもの
であり、第１図に例示の回転パルス信号を使用し
たPG方式速度制御系の何れにも適用可能なもの
である。
であり、Ａ１の使用例としては特開昭48−6222、
特開昭48−7218があり、Ａ２の使用例としては特
開昭49−57822、Ａ５の使用例としては特開昭51
−104520、Ａ６の使用例としては特開昭51−
124406、Ａ８の使用例としては特開昭51−104519
等があるが、本発明はPG方式のサンプリング周
波数が低いことによる制御性能の低下を逆起電圧
検出方式速度制御系の付加により相互に補ない、
制御性能を高めた新規な制御方式を提供するもの
であり、第１図に例示の回転パルス信号を使用し
たPG方式速度制御系の何れにも適用可能なもの
である。
第２図に第１図Ａ２を適用した本発明制御方式
の構成例を示し、第３図に波形図例を示す。
の構成例を示し、第３図に波形図例を示す。
第２図、第３図において、１は直流電動機、２
は該直流電動機１の回転軸に直結された回転円
板、該円板２にはマーカ３，４が互いに逆極性の
関係で固着され、該マーカ３，４の回転面に対向
して検出ヘツド５が設けられる。該検出ヘツド５
により回転パルス信号Ｓ１を得、分離増幅回路６
にて正パルスと負パルスとを分離して出力Ｓ２，
Ｓ３を得る。分離増幅回路６の一方の出力Ｓ２に
て次の速度基準回路７をトリガーして一定時間幅
τSの速度基準信号Ｓ４を作成する。該速度基準
回路７の出力Ｓ４を次の第１波形変換回路８に入
力し後縁に同期した負勾配の傾斜信号Ｓ５を作成
する。一方前記分離増幅回路６の他方の出力Ｓ３
を第２波形変換回路９に入力し、サンプリングパ
ルスＳ６を作成する。速度比較回路１０にて前記
第１波形変換回路８の出力Ｓ５の傾斜部を前記第
２波形変換回路出力Ｓ６でサンプリングし、ホー
ルドして速度誤差信号を得る。１２は基準電圧入
力端子、１３，１４，１５は直流電動機１の電機
子抵抗とでブリツジ回路を構成するそれぞれブリ
ツジ抵抗、１６はパワーオペアンプであり、１，
１２〜１６で逆起電圧検出方式速度制御系を構成
している。前記速度誤差信号を増幅器１１にて反
転増幅し、基準電圧入力端子１２の基準電圧源と
する。
は該直流電動機１の回転軸に直結された回転円
板、該円板２にはマーカ３，４が互いに逆極性の
関係で固着され、該マーカ３，４の回転面に対向
して検出ヘツド５が設けられる。該検出ヘツド５
により回転パルス信号Ｓ１を得、分離増幅回路６
にて正パルスと負パルスとを分離して出力Ｓ２，
Ｓ３を得る。分離増幅回路６の一方の出力Ｓ２に
て次の速度基準回路７をトリガーして一定時間幅
τSの速度基準信号Ｓ４を作成する。該速度基準
回路７の出力Ｓ４を次の第１波形変換回路８に入
力し後縁に同期した負勾配の傾斜信号Ｓ５を作成
する。一方前記分離増幅回路６の他方の出力Ｓ３
を第２波形変換回路９に入力し、サンプリングパ
ルスＳ６を作成する。速度比較回路１０にて前記
第１波形変換回路８の出力Ｓ５の傾斜部を前記第
２波形変換回路出力Ｓ６でサンプリングし、ホー
ルドして速度誤差信号を得る。１２は基準電圧入
力端子、１３，１４，１５は直流電動機１の電機
子抵抗とでブリツジ回路を構成するそれぞれブリ
ツジ抵抗、１６はパワーオペアンプであり、１，
１２〜１６で逆起電圧検出方式速度制御系を構成
している。前記速度誤差信号を増幅器１１にて反
転増幅し、基準電圧入力端子１２の基準電圧源と
する。
一方位相制御系は、外部基準信号入力端子１７
に入力される外部基準信号Ｓ７を第３波形変換回
路１８に通じ正勾配の傾斜信号Ｓ８に変換し、前
記分離増幅回路６の一方の出力Ｓ２を第４波形変
換回路１９に通じサンプリングパルスＳ９に変換
し、位相比較回路２０にて前記第３波形変換回路
出力Ｓ８の傾斜部を前記第４波形変換回路出力Ｓ
９でサンプリングし、ホールドして位相誤差信号
を得る。該位相誤差信号をゲイン調整器２１を通
じて前記速度基準回路７又は前記速度誤差信号に
加算して速度変調を行なう構成とすれば位相制御
を行なうことができる。
に入力される外部基準信号Ｓ７を第３波形変換回
路１８に通じ正勾配の傾斜信号Ｓ８に変換し、前
記分離増幅回路６の一方の出力Ｓ２を第４波形変
換回路１９に通じサンプリングパルスＳ９に変換
し、位相比較回路２０にて前記第３波形変換回路
出力Ｓ８の傾斜部を前記第４波形変換回路出力Ｓ
９でサンプリングし、ホールドして位相誤差信号
を得る。該位相誤差信号をゲイン調整器２１を通
じて前記速度基準回路７又は前記速度誤差信号に
加算して速度変調を行なう構成とすれば位相制御
を行なうことができる。
以上の構成において、PG方式速度制御系の動
作は、直流電動機１の回転速度が上がる（下が
る）と回転パルス信号Ｓ１の周波数が高く（低
く）なり、正パルスと負パルスとの間隔が短かく
（長がく）なり、速度基準信号Ｓ４から作成した
傾斜信号Ｓ５の傾斜部をサンプリングするサンプ
リングパルスＳ６が高い（低い）電圧をサンプリ
ングするため得られる速度誤差信号は高く（低
く）なり、反転増幅した増幅回路１１の出力電圧
は低く（高く）なる。これにより直流電動機１へ
回転速度を下げよ（上げよ）の命令を与え、基準
速度になるように速度制御することができる。し
かるに基準速度に一致した斜傾信号Ｓ５の傾斜部
サンプリング位置P1で回転速度は安定する。ま
た、逆起電圧検出方式速度制御系は、直流電動機
１の電機子抵抗をRa、ブリツジ抵抗１３，１
４，１５をそれぞれR1，R2，R3とし、Ｒ１／Ｒａ＝Ｒ２
／Ｒ３の 条件でパワーオペアンプ１６の正相入力と逆相入
力間の電位差がＯ〔Ｖ〕となるように出力が決定
されるため、基準電圧入力端子１２の入力電圧
Ei〔Ｖ〕と直流電動機１の逆起電圧Ea〔Ｖ〕が
一致するように制御することができるため、回転
速度Ω〔rad/sec〕は、 Ω＝ＫΩ・Ea ………(1) 但し、ＫΩは逆起電圧定数〔V・sec/rad〕であ
る。
作は、直流電動機１の回転速度が上がる（下が
る）と回転パルス信号Ｓ１の周波数が高く（低
く）なり、正パルスと負パルスとの間隔が短かく
（長がく）なり、速度基準信号Ｓ４から作成した
傾斜信号Ｓ５の傾斜部をサンプリングするサンプ
リングパルスＳ６が高い（低い）電圧をサンプリ
ングするため得られる速度誤差信号は高く（低
く）なり、反転増幅した増幅回路１１の出力電圧
は低く（高く）なる。これにより直流電動機１へ
回転速度を下げよ（上げよ）の命令を与え、基準
速度になるように速度制御することができる。し
かるに基準速度に一致した斜傾信号Ｓ５の傾斜部
サンプリング位置P1で回転速度は安定する。ま
た、逆起電圧検出方式速度制御系は、直流電動機
１の電機子抵抗をRa、ブリツジ抵抗１３，１
４，１５をそれぞれR1，R2，R3とし、Ｒ１／Ｒａ＝Ｒ２
／Ｒ３の 条件でパワーオペアンプ１６の正相入力と逆相入
力間の電位差がＯ〔Ｖ〕となるように出力が決定
されるため、基準電圧入力端子１２の入力電圧
Ei〔Ｖ〕と直流電動機１の逆起電圧Ea〔Ｖ〕が
一致するように制御することができるため、回転
速度Ω〔rad/sec〕は、 Ω＝ＫΩ・Ea ………(1) 但し、ＫΩは逆起電圧定数〔V・sec/rad〕であ
る。
(1)式より一定となる。即ち、基準電圧Ei
〔Ｖ〕が安定であれば回転速度を一定に保つこと
ができる。
〔Ｖ〕が安定であれば回転速度を一定に保つこと
ができる。
さらに位相制御系では、外部基準信号Ｓ７で作
成した傾斜信号Ｓ８の傾斜部を回転パルス信号Ｓ
１から作成したサンプリングパルスＳ９でサンプ
リングし、ホールドした位相誤差信号に基づいて
速度変調をかけ、回転位相が進んだ（遅れた）場
合低い（高い）電圧を発生させて基準位相に一致
するよう制御している。しかるに位相同期のかか
つた状態で傾斜信号Ｓ８の傾斜部のほぼ一点P2を
サンプリングして安定する。
成した傾斜信号Ｓ８の傾斜部を回転パルス信号Ｓ
１から作成したサンプリングパルスＳ９でサンプ
リングし、ホールドした位相誤差信号に基づいて
速度変調をかけ、回転位相が進んだ（遅れた）場
合低い（高い）電圧を発生させて基準位相に一致
するよう制御している。しかるに位相同期のかか
つた状態で傾斜信号Ｓ８の傾斜部のほぼ一点P2を
サンプリングして安定する。
次に本発明を一層明確にするためにブロツク線
図により説明を行なう。
図により説明を行なう。
第４図は直流電動機１のブロツク線図であり、
第５図は本発明制御方式のブロツク線図例であ
る。
第５図は本発明制御方式のブロツク線図例であ
る。
第４図においてEo(s)は入力電圧〔Ｖ〕、Ｑ(s)
は負荷トルク〔gr-cm〕、Raは電機子抵抗Ω、Ｋ
τはトルク定数〔A/gr-cm〕、Ｊは慣性モーメン
ト〔gr-cm・sec2/rad〕、Ｓはラプラス変換演算
子、Ωｏ(s)は回転速度〔rad/sec〕である。但
し、電機子インダクタンスLa〔Ｈ〕、粘性抵抗Ｄ
〔grem・sec/rad〕はRa、Ｊに対してその値が小
さいため省略してある。しかるにΩｏ(s)の一般
式は、 但し、Tm＝Ra・Ｋτ・Ｊ／ＫΩ〔sec〕であ
る。
は負荷トルク〔gr-cm〕、Raは電機子抵抗Ω、Ｋ
τはトルク定数〔A/gr-cm〕、Ｊは慣性モーメン
ト〔gr-cm・sec2/rad〕、Ｓはラプラス変換演算
子、Ωｏ(s)は回転速度〔rad/sec〕である。但
し、電機子インダクタンスLa〔Ｈ〕、粘性抵抗Ｄ
〔grem・sec/rad〕はRa、Ｊに対してその値が小
さいため省略してある。しかるにΩｏ(s)の一般
式は、 但し、Tm＝Ra・Ｋτ・Ｊ／ＫΩ〔sec〕であ
る。
で表わされる。
第５図においてAoはパワーオペアンプのゲイ
ン、Ωｉ(s)は基準速度〔rad/sec〕、Kdは速度比
較ゲイン〔V・sec/rad〕、Gs1(s)速度制御系サン
プラの伝達関数、Ｈ1(s)は同じくホールダの伝達
関数、K1は反転増幅回路のゲイン、θｏ(s)は回
転位相〔rad〕、θｉ(s)は基準位相〔rad〕、Kcは
位相比較ゲイン〔V/rad〕、Gs2(s)は位相制御系
サンプラの伝達関数、Ｈ2(s)は同ホールダの伝達
関数、Kvは速度変調ゲイン〔rad/sec・V〕であ
る。
ン、Ωｉ(s)は基準速度〔rad/sec〕、Kdは速度比
較ゲイン〔V・sec/rad〕、Gs1(s)速度制御系サン
プラの伝達関数、Ｈ1(s)は同じくホールダの伝達
関数、K1は反転増幅回路のゲイン、θｏ(s)は回
転位相〔rad〕、θｉ(s)は基準位相〔rad〕、Kcは
位相比較ゲイン〔V/rad〕、Gs2(s)は位相制御系
サンプラの伝達関数、Ｈ2(s)は同ホールダの伝達
関数、Kvは速度変調ゲイン〔rad/sec・V〕であ
る。
まず逆起電圧検出方式速度制御系だけによるΩ
ｏ(s)の一般式は、 となり、１−Ｒ３／Ｒ２／Ｒａ／Ｒ１＞０すなわち、Ｒ
ａ／Ｒ１＞Ｒ３／Ｒ２であれ ば系は安定であるが、１−Ｒ３／Ｒ２／Ｒａ／Ｒ１＜０
すなわち、 Ｒａ／Ｒ１＜Ｒ３／Ｒ２であれば系は不安定になる。１
−Ｒ３／Ｒ２／Ｒａ／Ｒ１＝ ０すなわち、Ｒａ／Ｒ１＝Ｒ３／Ｒ２であれば臨界状態
であり、 このとき負荷トルクＱ(s)の影響を皆無にでき
る。
ｏ(s)の一般式は、 となり、１−Ｒ３／Ｒ２／Ｒａ／Ｒ１＞０すなわち、Ｒ
ａ／Ｒ１＞Ｒ３／Ｒ２であれ ば系は安定であるが、１−Ｒ３／Ｒ２／Ｒａ／Ｒ１＜０
すなわち、 Ｒａ／Ｒ１＜Ｒ３／Ｒ２であれば系は不安定になる。１
−Ｒ３／Ｒ２／Ｒａ／Ｒ１＝ ０すなわち、Ｒａ／Ｒ１＝Ｒ３／Ｒ２であれば臨界状態
であり、 このとき負荷トルクＱ(s)の影響を皆無にでき
る。
次にPG方式速度制御系を加えたときのΩｏ(s)
の一般式は、 Ωｏ(s)＝Ｇ１（ｓ）・Ｗｅ（ｓ）・Ωｉ（ｓ）＋Ｗｑ
（ｓ）・Ｑ（ｓ）／１＋Ｇ１（ｓ）・Ｗｅ（ｓ）(4) 但し、Ｇ1(s)＝Kd・Gs1(s)・Ｈ1(s)・K1、
We(s)およびWq(s)は(3)式よりWe(s)＝Ωｏ（ｓ）／Ｅｉ
（ｓ）、 Wq(s)＝Ωｏ（ｓ）／Ｑ（ｓ）である。
の一般式は、 Ωｏ(s)＝Ｇ１（ｓ）・Ｗｅ（ｓ）・Ωｉ（ｓ）＋Ｗｑ
（ｓ）・Ｑ（ｓ）／１＋Ｇ１（ｓ）・Ｗｅ（ｓ）(4) 但し、Ｇ1(s)＝Kd・Gs1(s)・Ｈ1(s)・K1、
We(s)およびWq(s)は(3)式よりWe(s)＝Ωｏ（ｓ）／Ｅｉ
（ｓ）、 Wq(s)＝Ωｏ（ｓ）／Ｑ（ｓ）である。
となり、さらに負荷トルクＱ(s)の影響は軽減さ
れ、回転速度Ωｏ(s)は基準速度に一致するよう
制御される。
れ、回転速度Ωｏ(s)は基準速度に一致するよう
制御される。
さらに位相制御系を加えたときのθp(s)、Ωｏ
(s)の一般式は、 θp(s)＝ Ｇ２（ｓ）・Ｗ１（ｓ）・θｉ（ｓ）＋Ｗ１′（ｓ）
・Ｑ（ｓ）／１＋Ｇ２（ｓ）・Ｗ１（ｓ）／Ｓ×１／Ｓ
(5) 但し、Ｇ2(s)＝Ｋc・Ｇs2(s)・Ｈ2(s)・Ｋv、Ｗ1
(s)およびＷ1′(s)は(4)式よりＷ1(s)＝Ωｏ（ｓ）／Ω
ｉ（ｓ）、Ｗ1 ′(s)＝Ωｏ（ｓ）／Ｑ（ｓ）である。
(s)の一般式は、 θp(s)＝ Ｇ２（ｓ）・Ｗ１（ｓ）・θｉ（ｓ）＋Ｗ１′（ｓ）
・Ｑ（ｓ）／１＋Ｇ２（ｓ）・Ｗ１（ｓ）／Ｓ×１／Ｓ
(5) 但し、Ｇ2(s)＝Ｋc・Ｇs2(s)・Ｈ2(s)・Ｋv、Ｗ1
(s)およびＷ1′(s)は(4)式よりＷ1(s)＝Ωｏ（ｓ）／Ω
ｉ（ｓ）、Ｗ1 ′(s)＝Ωｏ（ｓ）／Ｑ（ｓ）である。
Ωｏ(s)＝Ｓ・θp(s) (6)
となり、さらにＱ(s)の影響は軽減される。
以上の説明から明らかなように、PG方式はサ
ンプル値制御であり、１回転につき１回の速度比
較しか行なえず、速度比較周波数の1/2以下の周
波数領域でしか制御効果がない反面、逆起電圧検
出方式は連続値制御であり、１回転に亘つて連続
的にしかも全周波数領域に亘つて制御効果があ
る。また、逆起電圧検出方式はその基準電圧が
PG方式の速度誤差信号により安定に供給でき
る。このようにPG方式の欠点を逆起電圧検出方
式で補ない、逆起電圧検出方式の欠点はPG方式
で補なうものである。
ンプル値制御であり、１回転につき１回の速度比
較しか行なえず、速度比較周波数の1/2以下の周
波数領域でしか制御効果がない反面、逆起電圧検
出方式は連続値制御であり、１回転に亘つて連続
的にしかも全周波数領域に亘つて制御効果があ
る。また、逆起電圧検出方式はその基準電圧が
PG方式の速度誤差信号により安定に供給でき
る。このようにPG方式の欠点を逆起電圧検出方
式で補ない、逆起電圧検出方式の欠点はPG方式
で補なうものである。
なお、逆起電圧検出方式の速度制御をPG方式
の速度制御系に用いたときと、用いない時とで部
品点数に大差はなく、コスト的にはPG方式の特
徴を生かすことができる。また前記パワーオペア
ンプ１６は、電流ブースタを付けた小電力用のオ
ペアンプで置換え安価に構成することができる。
さらに本発明はPG方式に限定されることなく、
FG方式の場合にも適用できることは言うまでも
ない。
の速度制御系に用いたときと、用いない時とで部
品点数に大差はなく、コスト的にはPG方式の特
徴を生かすことができる。また前記パワーオペア
ンプ１６は、電流ブースタを付けた小電力用のオ
ペアンプで置換え安価に構成することができる。
さらに本発明はPG方式に限定されることなく、
FG方式の場合にも適用できることは言うまでも
ない。
また、本発明はVTRの制御方式に限定される
ものでなく他の電子機器（例えば、レコードプレ
イヤー、テープレコーダー、ビデオデイスク等）
に適用可能なことは言うまでもない。
ものでなく他の電子機器（例えば、レコードプレ
イヤー、テープレコーダー、ビデオデイスク等）
に適用可能なことは言うまでもない。
以上の説明から明らかなように、本発明の直流
電動機を用いた制御方式では、従来PG方式また
はFG方式の速度制御系と位相制御系とで構成し
ていたものに、さらに逆起電圧検出方式の速度制
御系を加え、２重の速度制御系で構成したため、
PG方式と逆起電圧検出方式の欠点を相互に補な
い制御性能を著しく向上できるものである。ま
た、逆起電圧検出方式の速度制御回路と従来の駆
動増幅回路との部品点数の差異は少なく、コスト
的にも安価に構成できる等の特徴を有している。
電動機を用いた制御方式では、従来PG方式また
はFG方式の速度制御系と位相制御系とで構成し
ていたものに、さらに逆起電圧検出方式の速度制
御系を加え、２重の速度制御系で構成したため、
PG方式と逆起電圧検出方式の欠点を相互に補な
い制御性能を著しく向上できるものである。ま
た、逆起電圧検出方式の速度制御回路と従来の駆
動増幅回路との部品点数の差異は少なく、コスト
的にも安価に構成できる等の特徴を有している。
第１図は回転パルス信号の波形図形、第２図は
本発明制御方式の一実施例を示すブロツク図、第
３図は第２図の各部波形図、第４図は直流電動機
のブロツク線図、第５図は本発明制御方式のブロ
ツク線図である。 １……直流電動機、２……回転円板、５……検
出ヘツド、６……分離増巾器、７……速度基準回
路、８，９，１８，１９……波形変換回路、１０
……速度比較回路、１１……増巾器、１２……基
準電圧入力端子、１６……オペアンプ、１７……
外部基準信号入力端子、２０……位相比較回路。
本発明制御方式の一実施例を示すブロツク図、第
３図は第２図の各部波形図、第４図は直流電動機
のブロツク線図、第５図は本発明制御方式のブロ
ツク線図である。 １……直流電動機、２……回転円板、５……検
出ヘツド、６……分離増巾器、７……速度基準回
路、８，９，１８，１９……波形変換回路、１０
……速度比較回路、１１……増巾器、１２……基
準電圧入力端子、１６……オペアンプ、１７……
外部基準信号入力端子、２０……位相比較回路。
Claims (1)
- １ 一端が共通アースに、他端がオペアンプの逆
相入力端に接続される直流電動機と、一端が前記
オペアンプの出力端に、他端が前記逆相入力端に
接続される第１の抵抗と、一端が前記出力端に、
他端が前記オペアンプの正相入力端に接続される
第２の抵抗と、一端が基準電圧入力端子に、他端
が前記正相入力端に接続される第３の抵抗とで構
成される逆起電圧検出方式速度制御系と、前記直
流電動機の１回転につき少なくとも１個の回転パ
ルス信号を検出し、その回転パルス信号により速
度誤差信号を得て前記基準電圧入力端子に入力す
る回転検出方式速度制御系と、前記回転パルス信
号と外部基準信号との位相比較により位相誤差信
号を得、その位相誤差信号に基づいて前記回転検
出方式速度制御系を速度変調する位相制御系とを
具備したことを特徴とする直流電動機の制御方
式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP681278A JPS5499920A (en) | 1978-01-24 | 1978-01-24 | Controlling of dc motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP681278A JPS5499920A (en) | 1978-01-24 | 1978-01-24 | Controlling of dc motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5499920A JPS5499920A (en) | 1979-08-07 |
| JPS6128000B2 true JPS6128000B2 (ja) | 1986-06-27 |
Family
ID=11648602
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP681278A Granted JPS5499920A (en) | 1978-01-24 | 1978-01-24 | Controlling of dc motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5499920A (ja) |
-
1978
- 1978-01-24 JP JP681278A patent/JPS5499920A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5499920A (en) | 1979-08-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4228396A (en) | Electronic tachometer and combined brushless motor commutation and tachometer system | |
| US6313601B1 (en) | Speed control of a motor | |
| JP3544434B2 (ja) | ブラシレスモータ装置 | |
| JPS6128000B2 (ja) | ||
| JPS6127999B2 (ja) | ||
| US4145642A (en) | System for controlling the rotation of a DC motor | |
| JPH0782023B2 (ja) | モータ速度検出装置 | |
| JPS6087691A (ja) | モ−タ駆動装置 | |
| JPS5850403Y2 (ja) | 回転制御装置 | |
| JP2002354890A (ja) | モータ駆動装置と光ピックアップ送り駆動装置及びその方法 | |
| JPH0591774A (ja) | モータ速度制御装置 | |
| JP2679173B2 (ja) | 速度検出回路 | |
| JPH0222821Y2 (ja) | ||
| JPS5819174A (ja) | モ−タの速度信号処理装置 | |
| CA1107815A (en) | Drive circuit for a brushless motor | |
| JPS5857650A (ja) | テ−プレコ−ダ | |
| SU1431015A1 (ru) | Реверсивный вентильный электродвигатель | |
| KR980011231A (ko) | 디지털 브이씨알의 캡스턴 서보회로 | |
| JPS6037601Y2 (ja) | サ−ボ増幅装置 | |
| JPS59185056A (ja) | ダブルキヤプスタン形テ−プ駆動装置 | |
| JPH0297290A (ja) | モータの回転方向検出装置 | |
| JPS61177184A (ja) | モ−タ駆動装置 | |
| JPH0471389A (ja) | ブラシレスモータの回転速度検出装置 | |
| JPH0640750B2 (ja) | モータ駆動装置 | |
| JPS60128881A (ja) | 直流サ−ボモ−タ制御装置 |