JPS6130465B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は、音声多重放送の放送モード等を判別
するに好適なモード判別回路に関し、特に弱電界
における誤動作を抑止したモード判別回路に関す
る。 多重放送の一つであるテレビ音声多重放送は、
映像信号搬送波から4.5MHz離れた音声搬送波を
中心とする±250KHzの周波数帯域に音声信号を
多重化して伝送するシステムである。被多重音声
信号としては、２カ国語放送時における主音声信
号とこれとは異なる言語による音声信号である副
音声信号、及びステレオ放送時における主チヤン
ネル信号（Ｌ＋Ｒ）、副チヤンネル信号（Ｌ−
Ｒ）があげられる。上記主チヤンネル信号として
ステレオ放送の場合は左側信号と右側信号の和信
号（Ｌ＋Ｒ）が送られ、２カ国語放送の場合には
主言語による主音声信号が送られる。そして、上
記副チヤンネル信号は、ステレオ放送の場合は左
側信号と右側信号との差信号（Ｌ−Ｒ）を伝送
し、２カ国語放送の場合には副音声信号を伝送す
る。 このようにして、２カ国語放送信号或はステレ
オ放送信号が放送されるが、いずれの放送である
かを受信機側で判別し得るに供するため２音声放
送時には922.5Hz、ステレオ放送時には982.5Hzの
正弦波をパイロツト信号として約55.1KHzの制御
信号副搬送波によりAM変調して伝送している。 尚、上記副チヤンネル信号は、バーズの影響を
考慮して水平同期周波数の２倍の周波数である
31.5KHzの周波数の音声副搬送波により伝送され
る。 このように、副チヤンネル信号が多重化された
音声多重信号を受信する場合、受信側にあつて
は、上記パイロツト信号により２音声放送である
かステレオ放送であるかを判別することはもとよ
り、２音声放送でない場合についてはステレオ放
送であるか、モノ放送のいずれかであるかを判別
し、それに応じた音声回路のモード切換制御が必
要となる。 このモード切換制御手段として、従来例として
PLL（Phase Locked Loop）中に設けた位相比
較回路に上記パイロツト信号及びVCO（Voltage
Control Oscillator）の発振出力を供給し、上記
位相比較回路の出力信号を利用して行う例が挙げ
られる。 即ち、従来のモード切換制御手段は、上記
VCOの自走発振周波数をｏとし、この自走発
振周波数ｏに対してΔだけ低い周波数_１，
Δだけ高い周波数を_２とした場合、上記位相
検波回路の出力が周波数_１と_２に対して異な
ることを利用するものである。いいかえると、２
音声放送に対するパイロツト信号922.5Hzを_１
に、ステレオ放送に対するパイロツト信号982.5
Hzを対応させ上記位相検波回路の出力端に得られ
る出力の所謂Ｓ字得性の電圧レベルによつて受信
放送が２音声放送であるかステレオ放送であるか
を判別する。また、ステレオ放送であるか、モノ
放送であるかは、モノ放送時には上記VCOが周
波数_０で自走発振することを利用し、上記
VCOの出力を90゜移相しロツクした信号に対し
た信号に対し位相比較回路により同相比較を行な
いその出力レベルによつて判別を行う。こうし
て、２音声放送、ステレオ放送、モノ放送の３つ
のモードの判別が行なわれる。 しかし、上記従来のモード判別回路にあつて
は、弱電界のもとにおいては上記PLL回路に対し
て設けた位相比較回路の出力レベルが低く、上記
Ｓ字特性によつて本来周波数_１或は_２に対す
る弁別を行うべきところを周波数_０で自走発振
する動作をし、２音声放送かステレオ放送かの判
別がなされずにモノ放送であると誤まつたモード
判別がなされるという問題を有する。つまり、弱
電界時に、２音声放送であるかステレオ放送であ
るかの識別信号であるパイロツト信号を認知し得
ず、モノ放送であるという誤認識が行われること
に対拠する手段が望まれる。 本発明は、上述の問題点に鑑みてなされたもの
であり、パイロツト信号を識別する手段以外に、
副チヤンネル信号の搬送波の有無を検出する手段
を設け弱電界におけるモード識別の誤動作を防止
し得るモード判別回路を提供することを目的とす
る。 以下、図面を参照して本発明の一実施例につい
て説明する。 第１図は、本発明に係る放送モードのモード判
別回路の一実施例を示し、副チヤンネル信号の搬
送波の有無を検出する搬出波検出回路、及びパイ
ロツト信号の種別を判定するのに供するレベル設
定回路を有した回路を用いたPLL方式判別回路に
より放送モードの判別を行うもので、副チヤンネ
ル信号の搬波波有無をも検出することによりモー
ド切換の誤動作を防止する。 第１図において、音声多重複合信号中の搬送制
御信号は端子T₁₀よりパイロツト信号検出回路１
０に印加される。 このパイロツト信号検出回路１０は、抵抗Ｒ₁
〜₁₀、トランジスタQ₁〜Q₉、ダイオードD₁〜D₃
及びC₁を有し、トランジスタQ₂のコレクタ側の
抵抗R₆にはL₁₀とC₁₀でなる55.1KHzの共振回路が
接続されている。この共振回路により搬送制御信
号が抽出され、トランジスタQ₅，Q₆のベースエ
ミツタ間のダイオードとコンデンサC₁とにより
振幅検波される。そして、検波された信号は抵抗
R₁₀よりコンデンサC₁₁を介しリミツタ回路に供給
される。尚、コンデンサC₁₂は不要信号成分を側
路するためのものである。こうして検波されたパ
イロツト信号はその周波数が２音声放送と示す
922.5Hzであるかステレオ放送であることを示す
982.5Hzであるかを判別するためトランジスタQ₂₁
〜Q₂₇、ダイオードD₂₀，D₂₂、抵抗R₂₀〜R₃₀で構
成されたリミツタ回路２０を介してトランジスタ
Q₃₁〜E₃₈、抵抗R₃₁〜R₃₅、ダイオードD₃₁から成
る位相比較回路３０に供給される。 前記パイロツト信号検出回路１０で検波された
パイロツト信号は、上記リミツタ回路２０でリミ
ツタ作用をうけた後上記位相比較回路３０のトラ
ンジスタQ₃₁，Q₃₂のベースに差動的に印加され
る。また、位相比較回路３０のトランジスタ
Q₃₄，Q₃₅の共通接続ベース端にはトランジスタ
Q₃₈を介してシユミツトトリガ回路６０からの発
振出力が印加され、上記シユミツトトリガ回路６
０の出力信号と上記リミツタ回路２０によつて、
リミツタ作用をうけたパイロツト信号との位相比
較が位相比較回路３０によつてなされる。そし
て、この比較結果による信号はコンデンサC₃₁，
C₃₂の夫々に保持される。上記コンデンサC₃₂に保
持された電圧情報は、トランジスタQ₄₀〜Q₄₃、
抵抗R₄₁〜R₄₈、ダイオードD₄₀からなる直流増幅
回路４０のトランジスタQ₄₀のベースに印加され
直流増幅された後に制御電圧として定電流源５０
に印加される。 定電流源回路５０は、トランジスタQ₅₀〜
Q₆₁、抵抗R₅₁〜R₅₄からなりトランジスタQ₅₁と
Q₅₆の共通コレクタ接続端は可変抵抗R₅₀を介して
電源端子に接続されている。上記定電流源回路５
０のトランジスタQ₅₇のエミツタには積分コンデ
ンサとして機能するコンデンサC₆₀が接続され、
このコンデンサC₆₀には、トランジスタQ₆₁がオフ
のときに上記抵抗R₅₀を流れる電流がトランジス
タQ₅₅，Q₅₇を介して充電される。ここで、コン
デンサC₆₀の端子電圧がシユミツトトリガ回路６
０のしきい値をこえると、トランジスタQ₆₁がオ
ンしトランジスタQ₅₃のエミツタ電位がさがり上
記がさがり上記トランジスタQ₅₃のベース電位は
トランジスタQ₅₇のエミツタ電位よりも低くな
る。このため上記抵抗R₅₀を流れる電流はトラン
ジスタQ₅₂，Q₅₃を流れることになる。そして、
上記積分コンデンサC₆₀に充電されていた電荷は
トランジスタQ₅₅，Q₅₉，Q₆₁を介して放電され
る。この場合において、上記充電電流と放電流の
時間的変化率は等しい。このようにしてトランジ
スタQ₅₇のエミツタには三角波状の電圧が得られ
る。 上記積分コンデンサC₆₀の端子に発生する三角
波状の電圧はトランジスタQ₆₂〜Q₇₂，Q₉₁、抵抗
R₆₁〜R₆₆からなるシユミツトトリガ回路６０に印
加され、この回路により矩形波に変換された後、
上記トランジスタQ₆₈のエミツタを介するととも
にトランジスタQ₃₈を介し上記位相比較回路３０
のトランジスタQ₃₄，₃₅の共通ベース接続端に供
給される。 即ち、上記定電流源回路５０とシユミツトトリ
ガ回路６０、上記抵抗R₅₀及びコンデンサC₆₀は
VCOを構成し、このVCOは上記パイロツト信号
検出回路１０により検波したパイロツト信号と上
記VCO出力との位相比較結果を制御信号とす
る。いいかえると、位相比較回路３０と上記
VCOはPLL回路を構成する。このPLL回路をお
ける上記位相比較回路３０での位相比較電圧の変
化により上記パイロツト信号検出回路１０で検波
したパイロツト信号の周波数、つまり２音声放送
であるかステレオ放送及びモノ放送のいずれかで
あるかを認知し得る。 上記した、位相比較回路３０の出力電圧レベル
の変化は、トランジスタQ₇₃〜Q₈₂、抵抗R₇₁〜R₈₀
からなる電圧比較回路７０によりなされる。上記
電圧比較回路７０は、コンデンサC₃₁に保持され
た位相比較電圧とあらかじめ設定した電圧E₁及
びそれによりも高い電圧E₂との電圧比較を行な
つて２音声放送、ステレオ放送、モノ放送を判別
する。 この電圧比較回路３０での判別動作を第２図を
参照して説明するに、第２図はVCOの発振周波
数と上記位相比較回路３０の出力電圧との特性を
示し、同図中_０は上記VCOの自走発振周波数
を示し、_１は２音声放送時のパイロツト信号周
波数を、_２はステレオ放送時のパイロツト信号
周波数を示す。また、E₁は２音声放送時の、E₂
はステレオ放送時の上記位相比較回路３０での出
力電圧を示す。上記電圧比較回路７０において、
２音声放送時にはトランジスタQ₈₁のベースに印
加された上記位相比較回路２０の出力電圧に呼応
してトランジスタQ₈₀，Q₇₈のいずれもオン状態
となる。即ち、２音声放送時にトランジスタ
Q₇₈，Q₈₀のいずれもオンするレベルにトランジ
スタQ₇₃，₇₅，₇₆，₇₇及び抵抗R_71〜75によるバイア
ス回路によつて設定する。一方、ステレオ放送時
には上記位相比較回路３０の出力電圧は高くな
り、上記電圧比較回路７０のトランジスタQ₇₈，
Q₈₀のいずれをもオフとなる。また、上記位相比
較回路３０の出力電圧がE₁のレベルよりも高く
E₂のレベルよりも低い場合は、トランジスタQ₈₀
がオンし、トランジスタQ₇₈はオフするようにト
ランジスタQ₇₇，Q₇₉のバイアス電圧が決められ
ている。このため上記トランジスタQ₈₀，Q₇₉の
コレクタ側の端子P₁₀，P₁₁の論理値は、上記位相
比較回路３０の出力電圧に応じて各各放送モード
により下記に記す表のようになる。

【表】 このように端子P₁₀，P₁₁の論理値により２音
声、モノ、ステレオ放送いずれかであるかの識別
がなされるが、この場合において前述した３種類
のモードを２つのしきい値電圧により区分けされ
る電圧レベルを判定することでしきい値を複数設
けていない従来のモード判別手段に比して誤認識
を抑圧し得る。この効果は、弱電界時において顕
著である。 上記のように電圧比較回路７０にてVCOの自
走発振周波数に対応する電圧E₀を中心に、高低
２つのしきい値電圧E₁，E₂を設け、夫々の電圧
区間に応じて放送モードを判別することで放送モ
ード判別誤動作を軽減し得るものである。 第１図の副搬送波検出回路８０は、モード判別
動作の誤動作を更に抑圧するのに寄与する。即ち
無信号あるいはノイズ状態のもとでは、第２図に
示す位相比較回路３０の電圧として電圧E₁から
E₂の電圧に相当する電圧を検知してモノラル放
送モードであると判別すべきところを、映像信号
のもれなどにより電圧E₁〜E₂の範囲以外の電圧
として検知し誤まつて２音声放送或はステレオ放
送と誤認識するのを防止するのに上記副搬送波検
出回路８０は有用である。これは、副搬送波の有
無の検出結果をモード判別の識別情報として用い
ることによるもので、次に上記副搬送波検出回路
８０の動作によつて弱電界において、誤まつて２
音声放送或はステレオ放送と判別する誤動作を更
に防止し得る点について述べる。 副搬送波検出回路８０の入力端子T₂₀，T₃₀に
は、音声複合信号が31.5KHzの音声副搬送波信号
に対するバンドパスフイルタ（図示せず）。を介
して印加される。そしてその信号はトランジスタ
Q₈₃，Q₈₄、定電流源I₁₀で構成される増幅器によ
つて増幅される。この増幅された信号に対しトラ
ンジスタQ₈₅，Q₈₆とコンデンサC₈₀とで振幅検波
がなされる。この場合音声副搬送波が致している
と検波出力電圧は高くなりトランジスタQ₈₇〜
Q₈₉、抵抗R_81〜84、定電流源I₁₁，₁₂で構成される
副搬送波検出回路のトランジスタQ₈₇はオフす
る。この副搬送波検出回路は、上記のように音声
副搬送波を検出した場合には上記出力端側のトラ
ンジスタQ₈₇はオフし出力端子P₈₀の電圧レベルは
低く、逆に音声副搬送波を検出しない場合は上記
出力端子P₈₀の電圧レベルは高い。従つて、上記
副搬送波検出回路８０の出力端P₈₀での論理値は
副搬送波を検出した場合には「０」、検出しなか
つた場合は「１」となる。上記副搬送波検出回路
８０の出力端に得られた論理値は、上記電圧比較
回路７０の端子P₁₀，P₁₁に得られる論理値とあい
まりモード判別回路９０による論理演算によつて
モード判定が行なわれる。 上記端子P₁₀はインバータ９１を介しアンド回
路９２の一方入力端に接続されるとともにアンド
回路９３の一方入力端に接続され、上記端子P₁₁
は上記アンド回路９２の他方入力端に接続される
とともにインバータ９４を介しアンド回路９５の
一方入力端に接続されている。また上記副搬送波
検出回路８０の出力端子P₈₀はオア回路９５の一
方入力端に接続されている。このオア回路９５の
他方入力端には上記アンド回路９２の出力端が接
続されている。そして上記アンド回路９２の出力
端は上記オア回路９５の他方入力端に接続される
とともに、インバータ９６を介して上記アンド回
路９３の他方入力端に接続されている。また、上
記オア回路９５の出力端はインバータ９７を介し
てアンド回路９８の一方入力端に接続されてお
り、このアンド回路９８の他方入力端には上記イ
ンバータ９４の出力端が接続されている。なお、
上記インバータ９７の出力端はアンド回路９９の
一方入力端に接続され、このアンド回路９９の他
方入力端には上記アンド回路９３の出力端が接続
されている。上記のモード判別回路９０の第１の
出力端子P₉₁はアンド回路９８の出力端子に、第
２の出力端子P₉₂はアンド回路９９に、第３の出
力端子P₉₃は上記オア回路９５の出力端子に接続
されている。 上記モード判別回路９０の演算により、各放送
モードに応じ上記端子P₉₁，P₉₂，P₉₃の論理値モ
ードは下記の表のようになる。

【表】 上記の表のようにモード判別回路９０の３つの
出力端子には放送モードに応じた論理値が得られ
るので、上記第１乃至第３の出力端の夫々の論理
値に応じてモード切換回路１００によつて主チヤ
ンネル信号（Ｌ＋Ｒ）、副チヤンネル信号（Ｌ−
Ｒ）をマトリツクスするマトリツクス回路１１０
を放送モードに応じて切換得る。 上記した本発明の実施例によるモード判別回路
においては弱電界のもとにおける場合のみなら
ず、映像信号の漏洩に対しても誤動作なく放送モ
ードの判別をなし得るという効果を奏する。すな
わち、この実施例では、位相比較回路３０の出力
をVCOの制御だけでなく、モード判別用の情報
として用いているが、両情報は独立に作られる。
したがつて、PLL回路に映像信号の漏れ成分等の
雑音が混入し、上記位相比較回路３０の出力が不
要に変動しても、この変動がモード判別動作に及
ぼす影響を阻止することができる。これは、例え
ばVCO制御用のコンデンサC₃₂に対する時定数と
モード判別用のコンデンサC₃₁に対する時定数と
を異ならせたり、電圧比較回路７０における比較
用基準電圧を適宜設定することにより可能であ
る。 以上の記載から明らかなように本発明によれば
弱電界における放送モードの判別はもとより、映
像信号の漏洩、ノイズ等の環境のもとにおいても
誤動作を抑止し得るモード判別回路を提供し得る
ものである。 尚、上述の説明において、説明の便宜上、判別
動作を論理値に例えて説明したが、本発明は論理
動作に限られるものではなく、検出レベルに応じ
て動作する所謂アナログ動作においても同様の効
果を得る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係るモード判別回路の一実施
例を示す回路図、第２図は第１図の回路を説明す
るに供する特性図である。 １０…制御信号検出手段、３０…位相比較回
路、５０，６０…電圧制御形発振回路、７０…電
圧比較回路、８０，９０，１００…モード切換手
段。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 主チヤンネル信号、副チヤンネル信号、及び
   伝送モード識別に用いる制御信号が多重化された
   多重信号の多重モードを判別するモード判別回路
   において、 前記多重信号から前記制御信号を検出する制御
   信号検出手段と、 制御電圧に応じ発振周波数が制御され、所定周
   波数でフリーラン発振する電圧制御形発振器と、 この電圧制御形発振器の発振出力と前記制御信
   号検出手段出力との位相差に応じた信号を検出
   し、この検出結果を伝送モード識別のために用い
   る第１の出力端子、及び前記検出結果を前記電圧
   制御形発振器の制御電圧として用いる第２の出力
   端子とを有する位相比較回路と、 この位相比較回路の第１の出力端子の信号と、
   副チヤンネル信号の有無を示す信号とを処理して
   前記多重信号の伝送モードを識別するモード切換
   手段とを少なくとも具備したことを特徴とするモ
   ード判別回路。