JPS6132917B2

JPS6132917B2 -

Info

Publication number: JPS6132917B2
Application number: JP50065954A
Authority: JP
Inventors: Masahiko Akamatsu; Isamu Hosono
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1975-05-30
Filing date: 1975-05-30
Publication date: 1986-07-30
Also published as: JPS51141313A

Description

【発明の詳細な説明】この発明は、各種用途に用いられる大容量サイ
リスタモータ等の交流電動機の制御装置に関する
ものである。

従来、交流電動機を駆動するために、階段状に
出力が変化する矩形出力交流やパルス幅の変調さ
れたパルス幅変調出力交流を発生し、この出力交
流をインダクタンスやコンデンサ等のフイルタを
通して波形改善する事が行なわれている。しかる
にこのような場合、Ｌ―Ｃ回路網等よりなるフイ
ルタ手段の容量を小さくしようとすると矩形出力
交流を多段階波形としなければならず、その為の
多相インバータが必要となる。

又、従来交流電動機の制御において、低周波領
域で円滑な回転性を得る為に、正弦波状の交流を
給電して回転磁界の連続性を良くする各種の給電
装置が提案されている。この代表例として、パル
ス幅変調形インバータとサイクロコンバータがあ
げられる。しかしながら、パルス幅変調形インバ
ータは高速スイツチング手段を必要とする為に高
価となり、又、サイクロコンバータは正弦波状の
出力を得る為に電源力率が着しく悪化し、ひいて
は無効電力補償のための装置を必要とし、高価な
システムとなる。上記サイクロコンバータの電源
力率が悪化する原因としては、整流器回路出力電
圧の最大値が波高値と対応し、実効値出力は更に
これより低下して整流回路の平均的出力電圧対最
大出力比が低下すること等が考えられる。

他方、前記矩形出力交流により交流電動機を制
御する装置の場合、経済性の高い装置が得られる
が、低周波領域において円滑な回転が得られず、
速度範囲が狭くなつたり、機械系の個有振動数と
共振して有害な振動現象を引き起こす等の問題が
あつた。

この発明は従来の装置における上記のような問
題点を解消する為になされたもので、矩形波状の
交流出力を発生する第１の給電装置と、正弦波も
しくは正弦波に近似した基本パターンと検出され
た出力電気量との比較に基づいてその出力電気量
が上記基本パターンに沿うよう帰還制御される第
２の給電装置とを備え、交流電動機を所定の周波
数より低い周波数で駆動するときは上記第２の給
電装置のみによつて給電し、上記所定の周波数以
上で駆動するときは上記第１の給電装置のみ、又
は第１の給電装置と第２の給電装置の双方から給
電するようにしたものである。

以下この発明の一実施例を図に基づいて詳細に
説明する。

第１図はこの発明の一実施例を示す構成図で、
図に於て、１００は第１の給電装置、２００は第
２の給電装置である。この実施例では第１の給電
装置１００が主給電装置として用いられ、第２の
給電装置２００が補助給電装置として用いられ
る。３００は制御されるべき交流電動機で、その
固定子巻線３０１の両端がそれぞれ第１及び第２
の給電装置１００，２００に接続されている。

而して、第１の給電装置１００の出力は、第２
図のイ又はロ又はハに示すようなパターンを有す
るものである。即ち、第２図イ，ロの場合は、電
気角２πの１サイクルを６区間に分け、第２図ハ
の場合は12区間に分け、それぞれの区間で波形を
階段状に変化させて矩形出力交流を得るものであ
る。

一方、第２の給電装置２００の出力は、第３図
のイのＡに示す正弦波、ロに示す台形波、ハに示
す折線近似波等を基本パターンとするもので、こ
れらの基本パターンに沿つて、例えば第３図イの
Ｂに示すような脈動波や、パルス幅変調波、ある
いは充分ステツプ数の多い階段状波を発生するも
のである。

さて、第１図に戻つて、Ｕ，Ｖ，Ｗは第１の給
電装置１００の三相出力端子、Ｘ，Ｙ，Ｚは第２
の給電装置２００の出力端子である。３０は交流
電動機３００の回転子に直結された従属量検出装
置で、回転子の機械的回転角や滑り回転角θ′、
あるいはそれらの速度θ′、更には給電装置が電
流源形給電を行なうものであるときは電動機端子
電圧や内部起電力、給電装置が電圧源形給電を行
なうものであるときは電動機電流等を検出する。
１０は第１の給電装置１００の出力を制御する第
１の給電制御装置で、指令電気角θ又は指令電気
角速度θ、及び上記従属量検出装置３０の出力に
基づいて後述する指令信号SH，θ_１を第１の給
電装置１００に与えこれを制御する。２０は第２
の給電装置２００の出力を制御する第２の給電制
御装置で、指令電気角θ又は指令電気角速度θ、
及び従属量検出装置３０の出力に基づいて後述す
る指令信号SH′、θ_２を第２の給電装置２００に
与えこれを制御するものである。

第４図は第１の給電装置１００の具体回路構成
を示すもので、ａ，ｂはそれぞれ別の例を示して
いる。第４図のａに於て、１１０は可変電圧直流
電源、１２０は矩形波出力を発生する電流源形の
インバータで、サイリスタ１２１を各アームに備
えている。１０１は可変電圧直流電源１１０とイ
ンバータ１２０との間に接続されている。１０２
は可変電圧直流電源１１０の出力電流を検出する
電流検出器、１０３は、上記電流検出器１０３の
出力に基づいて可変電圧直流電源１１０の電圧を
制御しその出力電流Idcを所定値に保つ電圧制御
装置である。１２２は導通制御装置で、インバー
タ１２０の各サイリスタ１２１に、第１の給電制
御装置１０（第１図）からの指令信号θ_１に基づ
いて点弧指令Ｓを与えこれを導通制御するもので
ある。第４図のｂは、第１の給電装置１００の別
の例を示し、可変電圧直流電源１１１により給電
電圧Edcが所定値に制御された電圧源形のインバ
ータを備えている。この電圧源形のインバータ
は、ダイオードブリツジ１３１からなるダイオー
ドブリツジ１３０と、サイリスタ１２１からなる
サイリスタブリツジ１２０により構成されてお
り、矩形状の出力を発生する。１１２はコンデン
サである。この第１の給電装置１００は、第４図
ａの場合と同様に、導通制御装置１２２により、
第１の給電制御装置１０からの指令信号θ_１に基
づいて点弧指令Ｓが各サイリスタ１２１に与えら
れ導通制御されるものである。

次に、第５図は第２の給電装置２００の具体的
構成を示すもので、ａ，ｂ，ｃそれぞれ別の例を
示している。

即ち、第５図のａは、三相交流電源２２２に接
続されたサイリスタ２２１を備えたサイリスタ回
路２２０ａ〜２２０ｃからなるサイクロコンバー
タの例であり、その出力電流Ix〜Iz又は出力電圧
Ｅ_XY〜Ｅ_ZXは第３図イ〜ハに示される基本パター
ンに沿つた正弦波状又は近似正弦波状になるよ
う、第２の給電制御装置２０（第１図）からの指
令信号θ_２に基づいて制御される。

第５図のｂは第２の給電装置２００の他の例を
示し、固定電圧直流電源２１０により給電される
サイリスタ２２０Ｐ，２２０Ｎからなるサイリス
タブリツジ２２０及びダイオードからなるダイオ
ードブリツジ２３０を有しており、出力電流又は
出力電圧を検出する懸出器２４８の出力と基本パ
ターン波形発生器２４１の出力とを比較器２４２
により比較し、その偏差に基づいて出力電流又は
出力電圧が第３図のイ〜ハに示すような基本パタ
ーンに沿つた波形となるよう導通制御装置２４４
からの点弧指令２２０Ｐ，２２０Ｎにより上記サ
イリスタ２２０Ｐ，２２０Ｎが導通制御されるも
のである。尚、図では簡単にする為に単線接続図
で示している。

第５図のｃは第２給電装置の更に別の例を示す
もので、可変電圧直流電源Ｅからコンデンサ２１
２を介して給電されるトランジスタ２２１Ｐ，２
２１Ｎからなるトランジスタブリツジ２２０とダ
イオードからなるダイオードブリツジ２３０を有
している。この回路構成自体は第４図ｂの第１の
給電装置１００に類似しているが、第６図に示さ
れるよう導通制御されて第３図イ〜ハに示すよう
な所定の出力波形を発生する。

即ち、第６図のａは、第５図のｃの第２の電源
装置２００において１相分の正側のトランジスタ
２２１Ｐを導通させる時をＰ、負側のトランジス
タ２２１Ｎを導通させる時をＮとしてほぼ半サイ
クルの期間の１相分の出力電圧exを示してい
る。これを３相線間電圧ｖ_XYで表わせば第６図ｂ
のようになる。このように、正側及び負側のトラ
ンジスタの導通期間を時間的に変化させれば、全
体として破線で示される基本パターンを持つた出
力を得る事ができる。

尚、第４図ｂに示す電圧源形のインバータの場
合も、上記第５図ｃの回路と同様に第６図のパル
ス幅変調制御が可能である。

又、第４図ａに示される電流源形のインバータ
の場合、１相分の正側及び負側のサイリスタ１２
１を第６図ｂのパターンで制御すれば、その相の
出力電流Ixは第６図ｂのパターンで出力される。

次に、以上のように構成された本発明による交
流電動機の制御装置の動作を説明する。

先づ、交流電動機３００を低周波数領域で駆動
する場合について述べる。

この低周波数領域で駆動する場合、先づ第１の
給電装置１００の出力電圧を零とする。これには
第の給電装置１００が第４図ａに示すような電流
源形である場合には、直流電流Idcを所要の交流
出力電流波高値に相当する所定の値にしておき、
サイリスタブリツジ１２０を全て導通にして短絡
しておく事で達成される。第１の給電装置１００
が第４図ｂに示すような電圧源形のインバータの
場合は、直流電圧Edcを最低電圧とし、サイリス
タブリツジ１２０の各サイリスタ１２１を全て導
通にして短絡しておく事で達成される。尚、第４
図ａ，ｂにおいて上記短絡する場合の指令信号を
SHとする。

上記の短絡動作により、第１の電源装置１００
の出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗは実質的に短絡されたのと
同等となる。そして第４図ａの回路の場合、設定
された所定の電流Idcで自由に通電可能であり、
第４図ｂの場合はダイオードブリツジ１３０を介
して自由に通電可能である。

かくて、第１の給電装置１００の出力端子Ｕ，
Ｖ，Ｗは中性点側となり、交流電動機３００は第
２の給電装置２００によつて円滑な駆動が行なわ
れる。

即ち、第２の給電装置２００は、第５図ａ〜ｃ
に示されるような構成を有しているが、前記した
ように、第３図のイ〜ハに示されるような正弦波
状又は近似正弦波状の基本パターンに沿つた出力
が得られるよう制御される。具体的には、第５図
ｂで説明したように検出器２４３により出力電圧
又は電流を検出し、その検出値と基本パターン波
形発生器２４１の基本パターンとを比較し、その
偏差に基づいてサイリスタ又はトランジスタを帰
還制御するものである。これによつて第２の給電
装置２００の出力波形は第３図の基本パターンに
沿つた階段状ではなく正弦波に近似された連続波
形となり、交流電動機３００は滑らかな回転磁界
を発生してスムースに駆動される。

次に高周波数領域での駆動について説明する。
高周波の領域では、第１の給電装置１００のサイ
リスタ１２１が全て導通して出力端電圧が零とさ
れていた場合は、これを解き、第２図イ〜ハで示
されるような所定の矩形出力が得られるよう各サ
イリスタ１２１を所定の順序で導通制御する。こ
の時、第２の給電装置２０が電圧源形であれば、
第１の給電装置１００と共に同期運転し、それら
の合成電圧でもつて交流電動機３００に給電する
事が出来る。又、第２の給電装置２００が電流源
形であつても、電圧制限作用が働いて電圧源形の
如くになれば第１及び第２の給電装置１００，２
００の周期運転を行なう事が出来る。更に、第２
の給電装置２００が電流源形であつても、その交
流出力端子側からみたインピーダンス（特にイン
ダクタンス）が低く、かつ第１の給電装置１００
も電流源形であれば、これら両給電装置１００，
２００の周期運転は可能である。上記各場合以外
のときは、高周波数領域においては第２の給電装
置２００の出力電圧を零とする。その手法は低周
波数領域における第１の給電装置１００の場合の
前記手法と同様である。

以上の動作における出力波形を示せば、例えば
第７図に示すようになる。即ち、第７図に於て、
Ａは低周波数領域であつて第２の給電装置２００
により給電されている状態であり、Ｂは高周波数
領域であつて、第１の給電装置１００により階段
状の出力が給電されている状態を示している。

以上のようにして交流電動機を駆動制御する事
により、低周波数の領域においてもトルクの脈動
による機械系の振動を生じないで超低周波数の領
域まで円滑な制御が可能となる。又、第２の給電
装置２００により給電される低周波数の領域は、
通常、最大周波数の10分の１以下なので、第２の
給電装置２００は全容量の10分の１以下でよい。
又、高周波数の領域において第１及び第２の給電
装置１００，２００を同期運転するようにすれ
ば、第１の給電装置１００は第２の給電装置２０
０の容量分だけ所要容量が軽減される。

第８図は、この発明の他の実施例を示し、サイ
リスタ１２１ｃ〜１２１ｅからなる第１の給電装
置１００のサイリスタブリツジ１２０の各アーム
に直列に、第２の給電装置２００の各相の半波給
電装置２２０ａ〜２２０ｆを接続したものであ
る。１１０は可変電圧直流電源、１０４はこの直
流電源１１０を短絡させる為の短絡スイツチであ
り、サイリスタにより構成されている。２４３_i
は各アーム毎の電流を検出する電流検出装置、２
４３_dcは直流電流Ｉ_dcを検出する直流電流検出装
置である。２２２ａ，２２２ｂは交流電源、１０
は第１の給電制御装置、２４１は基本パターン発
生器、２４４は第２の給電制御装置で、基本パタ
ーン発生器２４１の出力と電流検出器２４３_iの
出力とを比較器２４２により比較した偏差に基づ
いて第２の給電装置２００のサイリスタを導通制
御する。このように構成された装置において、低
周波数領域において短絡スイツチ１０４を導通さ
せ可変直流電圧源１１０を短絡すると共に、第１
の給電装置１００のサイリスタ１２１ａ〜１２１
ｆを全導通にしておけば、第５図ａのサイクロコ
ンバータと等価となり、これによつて前記と同様
の制御にて円滑な低周波領域での駆動が実現され
る。高周波領域では第１の給電装置１００のサイ
リスタ１２１ｃ〜１２１ｆを所定順序で導通制御
し、可変電圧直流電源１１０の通電を始めれば、
短絡スイツチ１０４であるサイリスタは逆バイア
スされて非導通となり、通常の他励転流コンバー
タ／インバータとして運転される。この時、第２
の給電装置２００の各半波給電装置２２０ａ〜２
２０ｆはその該当アームの通電中、正電圧（点弧
位相進み）、非導通中、負電圧（点弧位相遅れ）
にする事により、和動的に電力を交流電動機３０
０へ給電する事が出来る。

次に、第８図の実施例の別の制御方式について
述べる。低周波数領域において、基本パターン発
生器２４１から第３図のイ〜ハに示されるような
基本パターンｉ_sを発生させる。この基本パター
ンｉ_sは、その波高値が直流電流検出装置２４３_d
_ｃの出力I′_dcに比例した半波正弦波や近似反波正弦
波（第３図イ〜ニの如きパターン）である。上記
基本パターン発生器２４１は、指令ベクトル回転
角θ（電気角）によつて各アームへの分流比率を
決定すべく関数を発生すると共に直流電流検出器
２４３_dcの出力と乗算する機能を持つ一種の変調
器を含む。

各アームの電流基本パターンｉ_sは、直流電流
Ｉ_dcに見合つた所定分流比率の各アーム電流を第
２の給電装置２００に指令するものである。他
方、第１の給電装置１００の各サイリスタ１２１
ｃ〜１２１ｆは、所定期間、所定順序で導通制御
される。これにより、各アーム電流が所望の半波
電流となり、交流電動機３００には第３図に示さ
れるような基本パターンに沿つた波形の出力が給
電される。この場合、低周波領域においても短絡
スイツチ１０４は導通されない。

次に、高周波数の領域となれば、交流電動機３
００の電圧が高くなり（高速となるので）、第２
の給電装置２００の電圧不足（電圧上限）から、
自然に電流波形制御系２４１，２４４，２２０が
飽和する。これによつて、第１の給電装置１００
のサイリスタ１２１ａ〜１２１ｆの制御によつ
て、矩形波状の電流が交流電動機３００に給電さ
れる。

第９図は、この発明の更に他の実施例を示し、
交流電動機３００の巻線の閉ループ接続回路中
に、第２給の電装置２００の１相分２００Ａ〜２
００Ｃをそれぞれ直列挿入したものである。この
第２給電装置としては、同図ｂの如き単相出力サ
イクロコンバータ（整流器回路）や、単相インバ
ータを用いることができる。

第１０図はこの発明の他の実施例を示す構成図
で、並列連携給電方式の例である。並列給電の場
合は、第２の給電装置２００から給電中（低周
波）は第１の給電装置１００を零電流又は出力端
子開放（内部のサイリスタを全非導通とするな
ど）にしておく。

又、第２の給電装置２００を電圧源形にしてお
き、第１の給電装置１００を電流源形にしておけ
ば、第１の給電装置１００を全域（低周波域も）
作動させておくことができる。この場合、第１の
給電装置１００の給電々流i₁₀₀に対して、そのス
テツプや高調波を補償する電流i₂₀₀が第２の給電
装置から給電され、交流電動機電流i₃₀₀は第２の
給電装置からの電圧出力に依存した連続性のよい
電流が流れる。

又、第２の給電装置も電流源形（各相各々の電
流制御をするなど）にし、合成電流である電動機
電流i₃₀₀が正弦波又は折線近似正弦波となるよう
に制御することができる。この例を示す構成図が
第１１図ｂである。又、第１２図は給電々流波形
関係図である。第１１図ｂにおいて、交流電動機
３００への給電々流を検出器２４３ｉで検出し、
これを基本パターン発生器２４１の出力と比較し
その偏差に基づいて給電制御器２４４を作動させ
第２の給電装置２００の給電々流で２００を制御
する。

この時、基本パターン（即ち第１１図のi₃₀₀）の
第１の給電装置１００から給電々流i₁₀₀に対する
同期位相関係が第１２図ｃの実線Ａであれば、第
２の給電装置２００の給電々流i₂₀₀は同図ｂ実線
Ａのようになる。又同図Ｃ点線Ｂに図示の位相関
係（同相）の基準パターンi₃₀₀であれば、i₂₀₀は同
図ｂの点線Ｂのようになる。このように、第２の
給電装置は能動フイルタの役目を果す。

前記のようにして低周波域の並列連携運転を行
う。

高周波域では、第２の給電装置の出力端子を開
放する。

この過渡時、前記第１２図波形関係の如き同期
並列連携しておけだシヨツクを殆んど発生しな
い。

尚又、前述第１図、第８図、第９図の直列連携
運転の場合も、第１の給電装置の給電々圧e₁₀₀，
第２の給電装置の給電々圧e₂₀₀を夫々同図ａ，ｂ
のようにして、合成電圧V₃₀₀を高分解にすること
ができる。この時、低周波域でも第１の給電装置
１００を作動させ、第２の給電装置２００を直列
電圧加給形能動フイルタとして作用させ得る。こ
の一実施例の構成図を第１１図ａに示す。この場
合、交流電動機３００の電圧を検出器２４３ｖで
検出して所望の基準波形Ｖ_sに合せる方法と、電
流検出器２４３ｉで電流基準波形ｉ_sに合せる方
法とを取り得る。

更に、この発明の直列連携制御方式では、第１
の給電装置の給電電流位相θ_１を第２の給電装置
の給電々圧位相θ_２より遅らせ、又、並列連携制
御方式（第１０図）では第１の給電装置の給電々
流位相θ_１を第２の給電装置の給電々流位相θ_２
より進めることにより、第２の給電装置から無効
電力を供給し、もつて第１の給電装置の他励転流
を行わせることができ、特に低速域の転流補助手
段としての機能をも果すことができる。

以上述べたようにこの発明によれば、所定の周
波数より低い周波数で交流電動機を駆動するとき
は正弦波又は正弦波に近似したパターンに沿つた
出力を生ずる第２の給電装置で上記電動機に給電
し、上記所定の周波数以上で駆動するときは矩形
波状の出力を生じる第１の給電装置のみ、又は第
１の給電装置及び第２の給電装置の双方で上記電
動機に給電するようにしたので、低周波数領域で
も従来のような有害な振動を生じる事なく円滑に
電動機を駆動する事ができ、又、高周波数領域に
おいて第１及び第２の給電装置双方により電させ
れば、第１の給電装置の容量を第２の給電装置が
分担する分だけ減ずる事が出来る効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す構成図、第
２図、第３図はこの発明に用いる主な構成装置の
機能特性を説明するための図、第４図、第５図は
この発明に用いる主な構成置の詳細回路例を示す
図、第６図は更に第４図第５図ｃの制御法を示す
ための波形図、第７図は動作説明用の波形図、第
８図〜第１１図は、この発明の更に他の夫々実施
例を示す構成図、第１２図はこの発明の構成にお
ける更に改良された制御法を示すための波形図で
ある。図に於て、１００は第１の給電装置、２００は
第２の給電装置、３００は交流電動機である。

Claims

【特許請求の範囲】

１制御すべき交流電動機の一次巻線に接続さ
れ、矩形波状の交流出力を発生する第１の給電装
置、上記交流電動機の一慈巻線に接続され、正弦
波もしくは正弦波に近似した基本パターンと検出
された出力電気量との比較に基づいてその出力電
気量が上記基本パターンに沿うよう帰還制御され
る第２の給電装置を備え、上記交流電動機を所定
の周波数より低い周波数で駆動するときは上記第
２の給電装置のみにより上記一次巻線に給電し、
上記所定の周波数以上で駆動するときは上記第１
の給電装置のみ又は第１の給電装置と第２の給電
装置の双方から上記一次巻線に給電するようにし
た事を特徴とする交流電動機の駆動装置。