JPS6142276A - フライバツク型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ - Google Patents
フライバツク型ｄｃ−ｄｃコンバ−タInfo
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- JPS6142276A JPS6142276A JP16308284A JP16308284A JPS6142276A JP S6142276 A JPS6142276 A JP S6142276A JP 16308284 A JP16308284 A JP 16308284A JP 16308284 A JP16308284 A JP 16308284A JP S6142276 A JPS6142276 A JP S6142276A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 15
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明は、フライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータに関す
る。
る。
（従来技術）
従来のフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータノうち、外
部駆動型に分類されるものとして、第１図の回路構成が
用いられる。
部駆動型に分類されるものとして、第１図の回路構成が
用いられる。
第１図を参照すると、端子５１からは第１図に示される
極性で直流電圧Ｅｉが入力され、また端子５５が外部駆
動のパルス電圧ｖ１によシ励振される。このパルス電圧
Ｖｌに応答して、スイッチング素子としてのトランジス
タＱｌが導通状態となる場合には、電流１１はトランス
ＴＩの一次巻線Ｔｌ四およびトランジスタＱｌを通電し
て直流入力電源の負側に流入する。この時点において、
トランスＴｌの一次巻線Ｔｌ（Ａ）に誘導エネルギーが
蓄積される。前記パルス電圧ｖ１が終止すると、前記誘
導エネルギーはトランスＴ１の二次巻線Ｔｌ＠を通して
、整流回路１に放出される。このときトランスＴＩの一
次巻線Ｔｌ四に出力端子電圧と、トランスＴｌの一次、
二次巻数比によって決まる電圧が誘起され、この電圧が
直流入力電圧Ｅｉに加算されて、トランジスタＱｌのコ
レクタとエミッタとの間に印加される。トランスＴｌの
二次巻線Ｔ Ｉ （Ｂ）の誘導エネルギーの放出が終止
すると、初期の状態すなわち前記トランジスタＱｌのコ
レクタとエミッタとの間に印加される電圧Ｖｔが直流入
力電圧Ｅｉ にほぼ等しい状態に復帰する。以下外部駆
動パルス電圧ｖ１によシ端子５５が励振されて前述の動
作経過が繰返される。このような動作経過における外部
駆動のパルス電圧ｖ１．トランジスタＱｌを流れる電流
ｉｌ、）ランスＴｌの二次巻線Ｔｌ（Ｂｌを流れる電流
１２およびトランジスタＱｌのコレクタとエミッタ間の
電圧Ｖｌ等の動作波形を第３図〆示す。
極性で直流電圧Ｅｉが入力され、また端子５５が外部駆
動のパルス電圧ｖ１によシ励振される。このパルス電圧
Ｖｌに応答して、スイッチング素子としてのトランジス
タＱｌが導通状態となる場合には、電流１１はトランス
ＴＩの一次巻線Ｔｌ四およびトランジスタＱｌを通電し
て直流入力電源の負側に流入する。この時点において、
トランスＴｌの一次巻線Ｔｌ（Ａ）に誘導エネルギーが
蓄積される。前記パルス電圧ｖ１が終止すると、前記誘
導エネルギーはトランスＴ１の二次巻線Ｔｌ＠を通して
、整流回路１に放出される。このときトランスＴＩの一
次巻線Ｔｌ四に出力端子電圧と、トランスＴｌの一次、
二次巻数比によって決まる電圧が誘起され、この電圧が
直流入力電圧Ｅｉに加算されて、トランジスタＱｌのコ
レクタとエミッタとの間に印加される。トランスＴｌの
二次巻線Ｔ Ｉ （Ｂ）の誘導エネルギーの放出が終止
すると、初期の状態すなわち前記トランジスタＱｌのコ
レクタとエミッタとの間に印加される電圧Ｖｔが直流入
力電圧Ｅｉ にほぼ等しい状態に復帰する。以下外部駆
動パルス電圧ｖ１によシ端子５５が励振されて前述の動
作経過が繰返される。このような動作経過における外部
駆動のパルス電圧ｖ１．トランジスタＱｌを流れる電流
ｉｌ、）ランスＴｌの二次巻線Ｔｌ（Ｂｌを流れる電流
１２およびトランジスタＱｌのコレクタとエミッタ間の
電圧Ｖｌ等の動作波形を第３図〆示す。
第３図を参照すると、トランジスタＱ１のコレクタとエ
ミッタとの間の電圧Ｖｔは、１１が終止する時点におい
てスパイク状電圧を生じている。
ミッタとの間の電圧Ｖｔは、１１が終止する時点におい
てスパイク状電圧を生じている。
このスパイク状電圧は、主にトランスＴ１の一次巻線と
二次巻線間に存在する漏洩インダクタンスによシ生ずる
。このスパイク状電圧は入力電圧Ｅｉに比し極めて大き
な値とな夛、スイッチング素子としてのトランジスタＱ
１を電圧破壊する恐れがある。この防止策としてスパイ
ク状電圧の吸収回路が必要であシ、この回路の一例は、
第１図に示されるように抵抗几ｌとコンデンサＣＩの直
列素子をトランジスタＱｒに並列接続して構成されてい
る。第３図ｔｄ）の電圧Ｖｔの波形図に示される前記ス
パイク状電圧は、前記吸収回路を用いて、前記スパイク
状電圧を抑制した結果において生じている残留電圧であ
る。このスパイク状電圧の吸収回路を形成する抵抗几ｌ
とコンデンサＣｔにはスイッチング動作時、相当のパル
ス電流が流れ、抵抗几１において熱損失を生じる。ＤＣ
−ＤＣコンバータの動作周波数が高い場合には、この吸
収回路における損失の比重は増大し、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの効率を著しく劣化させる。
二次巻線間に存在する漏洩インダクタンスによシ生ずる
。このスパイク状電圧は入力電圧Ｅｉに比し極めて大き
な値とな夛、スイッチング素子としてのトランジスタＱ
１を電圧破壊する恐れがある。この防止策としてスパイ
ク状電圧の吸収回路が必要であシ、この回路の一例は、
第１図に示されるように抵抗几ｌとコンデンサＣＩの直
列素子をトランジスタＱｒに並列接続して構成されてい
る。第３図ｔｄ）の電圧Ｖｔの波形図に示される前記ス
パイク状電圧は、前記吸収回路を用いて、前記スパイク
状電圧を抑制した結果において生じている残留電圧であ
る。このスパイク状電圧の吸収回路を形成する抵抗几ｌ
とコンデンサＣｔにはスイッチング動作時、相当のパル
ス電流が流れ、抵抗几１において熱損失を生じる。ＤＣ
−ＤＣコンバータの動作周波数が高い場合には、この吸
収回路における損失の比重は増大し、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの効率を著しく劣化させる。
なお、トランジスタＱｌによるスイッチング動作によシ
、トランスＴｌを介して交流電圧が発生され、ダイオー
ドＤＩおよびコンデン’ｌｌ−０２とから成る整流回路
ｌによシ端子５２を介して直流電圧を出力することは良
く知られている。
、トランスＴｌを介して交流電圧が発生され、ダイオー
ドＤＩおよびコンデン’ｌｌ−０２とから成る整流回路
ｌによシ端子５２を介して直流電圧を出力することは良
く知られている。
すなわち、従来のフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータ
においてはスイッチング動作時に発生する導電雑音によ
るスイッチング素子の電圧破壊防止用として、抵抗とコ
ンデンサとを含む吸収回路を、直接スイッチングされる
箇所に用いているため、吸収回路における損失が増大し
、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を劣化させるという欠点
がある。
においてはスイッチング動作時に発生する導電雑音によ
るスイッチング素子の電圧破壊防止用として、抵抗とコ
ンデンサとを含む吸収回路を、直接スイッチングされる
箇所に用いているため、吸収回路における損失が増大し
、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を劣化させるという欠点
がある。
（発明の目的）
本発明の目的は、挿入損失の小さい導電雑音吸収機能を
付与して、スイッチング素子の電圧破壊を防止し、外部
への伝導及び輻射ノイズを低減し、かつ効率の良いＤＣ
−ＤＣコンバータを提供することにある。
付与して、スイッチング素子の電圧破壊を防止し、外部
への伝導及び輻射ノイズを低減し、かつ効率の良いＤＣ
−ＤＣコンバータを提供することにある。
（発明の構成）
本発明の装置は、直流入力電源の正側端子に正極側の一
端を接続したトランスの第１の一次巻線と、前記第１の
一次巻線の逆極側の他端に一端を接続したトランジスタ
回路と、前記第１の一次巻線の逆極側の他端に一端を接
続した抵抗とコンデンサからなる直列回路と、前記抵抗
に並列に前記第１の一次巻線の逆極側がアノード側とな
る方向に接続した第１のダイオードと、前記直列回路の
他端にアノードを前記直流入力電源の正側端子にカソー
ドを夫々接続した第２のダイオードと、前記第２のダイ
オードのアノードに逆極側の一端を接続し前記直流入力
電源の負側端子および前記トランジスタ回路の他端に正
極側を接続した前記トランスの第２の一次巻線とを備え
て構成される。
端を接続したトランスの第１の一次巻線と、前記第１の
一次巻線の逆極側の他端に一端を接続したトランジスタ
回路と、前記第１の一次巻線の逆極側の他端に一端を接
続した抵抗とコンデンサからなる直列回路と、前記抵抗
に並列に前記第１の一次巻線の逆極側がアノード側とな
る方向に接続した第１のダイオードと、前記直列回路の
他端にアノードを前記直流入力電源の正側端子にカソー
ドを夫々接続した第２のダイオードと、前記第２のダイ
オードのアノードに逆極側の一端を接続し前記直流入力
電源の負側端子および前記トランジスタ回路の他端に正
極側を接続した前記トランスの第２の一次巻線とを備え
て構成される。
（実施例）
次に本発明について図面を参照して詳細に説明する。
第２図は本発明の一実施例を示す回路図である。
第２図のフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバー・夕ハ第１
の一次巻線Ｔ１７．および第２の一次巻線Ｔ２（均を含
むトランスＴ２． スイッチング素子とじとコンデンサ
Ｃ４とを有する整流回路２とを備えている。
の一次巻線Ｔ１７．および第２の一次巻線Ｔ２（均を含
むトランスＴ２． スイッチング素子とじとコンデンサ
Ｃ４とを有する整流回路２とを備えている。
端子５３から第２図に示される極性で直流電圧Ｅ１が入
力される。また端子５６が外部駆動パルス電圧ｖ２によ
シ励振される。この励振によシ、スイッチング素子とし
てのトランジスタＱ２が導通状態になる場合には、電流
ｉ３は、トランスＴ２の第１の一次巻線ｍ Ｔ ２ （
Ａ）およびトランジスタＱ２を通電して直流入力電源の
負側に流入する。この時点においてトランスＴ２の第２
の一次巻線舎牛舎寺善Ｔ２（坊に誘起される起電力によ
り、−次巻線ＴＩ（５）とＴＩＩＢ）の巻線が等しけれ
ばダイオードＤ２のカソードとアノードとの間に加わる
電圧■３は前記電圧Ｅｉの大略２倍の電圧となる。前記
パルス電圧ｖ２が終止するとトランジスタＱ２を流れる
電流！３は零となシ、トランスＴ２の二次巻線’ｒｚ（
ｃ）の電流１４が急激に流れ始め、一定の傾斜をもって
減少し零となる。この間はトランスＴ２の二次巻線から
第１の一次巻線Ｔ１７に誘起される電圧と直流入力電圧
Ｅｉの和の電圧■２がトランジスタＱ２のコレクターエ
ミッタ間に印加される。この後前記電圧■２および■３
は初期の状態す彦わち、前記電圧Ｅｌに等しい状態に復
帰する。以下外部駆動のパルス電圧ｖ２によシ、端子５
６が周期的罠励振されて前述の動作経過が繰り返される
。
力される。また端子５６が外部駆動パルス電圧ｖ２によ
シ励振される。この励振によシ、スイッチング素子とし
てのトランジスタＱ２が導通状態になる場合には、電流
ｉ３は、トランスＴ２の第１の一次巻線ｍ Ｔ ２ （
Ａ）およびトランジスタＱ２を通電して直流入力電源の
負側に流入する。この時点においてトランスＴ２の第２
の一次巻線舎牛舎寺善Ｔ２（坊に誘起される起電力によ
り、−次巻線ＴＩ（５）とＴＩＩＢ）の巻線が等しけれ
ばダイオードＤ２のカソードとアノードとの間に加わる
電圧■３は前記電圧Ｅｉの大略２倍の電圧となる。前記
パルス電圧ｖ２が終止するとトランジスタＱ２を流れる
電流！３は零となシ、トランスＴ２の二次巻線’ｒｚ（
ｃ）の電流１４が急激に流れ始め、一定の傾斜をもって
減少し零となる。この間はトランスＴ２の二次巻線から
第１の一次巻線Ｔ１７に誘起される電圧と直流入力電圧
Ｅｉの和の電圧■２がトランジスタＱ２のコレクターエ
ミッタ間に印加される。この後前記電圧■２および■３
は初期の状態す彦わち、前記電圧Ｅｌに等しい状態に復
帰する。以下外部駆動のパルス電圧ｖ２によシ、端子５
６が周期的罠励振されて前述の動作経過が繰り返される
。
この様な動作経過における外部駆動のパルス電ＥＥＶ２
．トランジスタＱ２を流れる電流ｉ３．トランスＴ２の
二次巻線を流れる電流ｉ４．トランジスタＱ２のコレク
タとエミッタとの間の電圧■２と、ダイオードＤ２のカ
ソードとアノードとの間の電圧■３の動作波形を第４図
に示す。
．トランジスタＱ２を流れる電流ｉ３．トランスＴ２の
二次巻線を流れる電流ｉ４．トランジスタＱ２のコレク
タとエミッタとの間の電圧■２と、ダイオードＤ２のカ
ソードとアノードとの間の電圧■３の動作波形を第４図
に示す。
この波形図において、トランジスタＱ２のコレクタとエ
ミッタとの間の電圧■２について見ると、電流ｉ３が終
止する時点において、前記従来例の場合と同様にスパイ
ク状電圧の発生する条件が潜在する。しかしながら本実
施例においては、第２の一次巻線Ｔ２（Ｂ）とダイオー
ドＤ２のアノードとの接続点とトランジスタＱ２のコレ
クタとの間に所定容量のコンデンサＣ３と抵抗几２とダ
イオードＤ５とから成る直列回路が接続されている。こ
の直並列回路によシ前記のスイッチング動作時に発生す
る誘電雑音はほとんど吸収されてしまい、第４図に示さ
れるように、スパイク状電圧はほとんど生じない。コン
デンサＣ３に直列に接続されている抵抗Ｒ２は、コンダ
ン＋ｊＣ３と、前記−次巻線Ｔｌ四とＴ２（Ｂ）との間
に存在する漏れインダクタンスと、前記直流入力電源と
で形成される直列共振回路のダンパー用として作用する
が、コンデンサＣ３と抵抗几２とダイオードＤ５とから
なる直並列回路における電荷の移動は前記漏れインダク
タンスによるものだけであるので、この部分での損失は
非常に小さい。
ミッタとの間の電圧■２について見ると、電流ｉ３が終
止する時点において、前記従来例の場合と同様にスパイ
ク状電圧の発生する条件が潜在する。しかしながら本実
施例においては、第２の一次巻線Ｔ２（Ｂ）とダイオー
ドＤ２のアノードとの接続点とトランジスタＱ２のコレ
クタとの間に所定容量のコンデンサＣ３と抵抗几２とダ
イオードＤ５とから成る直列回路が接続されている。こ
の直並列回路によシ前記のスイッチング動作時に発生す
る誘電雑音はほとんど吸収されてしまい、第４図に示さ
れるように、スパイク状電圧はほとんど生じない。コン
デンサＣ３に直列に接続されている抵抗Ｒ２は、コンダ
ン＋ｊＣ３と、前記−次巻線Ｔｌ四とＴ２（Ｂ）との間
に存在する漏れインダクタンスと、前記直流入力電源と
で形成される直列共振回路のダンパー用として作用する
が、コンデンサＣ３と抵抗几２とダイオードＤ５とから
なる直並列回路における電荷の移動は前記漏れインダク
タンスによるものだけであるので、この部分での損失は
非常に小さい。
なお、前述のように、−次側における外部駆動パルス電
圧によるスイッチング動作にょＬ トランスＴ２を介し
て、４次側に交流電圧が発生し、整流回路２によシ所定
の直流電圧が端子５４を介して出力されることは従来と
同様である。
圧によるスイッチング動作にょＬ トランスＴ２を介し
て、４次側に交流電圧が発生し、整流回路２によシ所定
の直流電圧が端子５４を介して出力されることは従来と
同様である。
（発明の効果）
本発明には、−次側におけるスイッチング動作を通じて
発生する供給電圧の２倍を越える導電雑音をほぼ吸収し
て、スイッチング素子の電圧破壊を防止し、外部への伝
導及び輻射ノイズを低減するとともに、ＤＣ−ＤＣコン
バータの動作１周波数が高い場合の変換効率を向上でき
るという効果がある。
発生する供給電圧の２倍を越える導電雑音をほぼ吸収し
て、スイッチング素子の電圧破壊を防止し、外部への伝
導及び輻射ノイズを低減するとともに、ＤＣ−ＤＣコン
バータの動作１周波数が高い場合の変換効率を向上でき
るという効果がある。
第１図は従来例を示す回路図、第３図は第１図の回路の
各部の波形図、第２図は本発明の一実施例を示す回路図
、第４図は第３図の回路の各部の波形図である。 １、 ２・・・・・・整流回路、５１〜５６・山・・端
子、Ｑｌ、Ｑ２・・・・・・トランジスタ、Ｄｔ、Ｄ２
．Ｄ４゜Ｄ５・・・・・・ダイオード、几１． ｆＬ２
・・・・・・抵抗、Ｔ１゜Ｔ２・・・・・°トランス、
Ｃ１，Ｃ４・・・・・・コンデンサ。
各部の波形図、第２図は本発明の一実施例を示す回路図
、第４図は第３図の回路の各部の波形図である。 １、 ２・・・・・・整流回路、５１〜５６・山・・端
子、Ｑｌ、Ｑ２・・・・・・トランジスタ、Ｄｔ、Ｄ２
．Ｄ４゜Ｄ５・・・・・・ダイオード、几１． ｆＬ２
・・・・・・抵抗、Ｔ１゜Ｔ２・・・・・°トランス、
Ｃ１，Ｃ４・・・・・・コンデンサ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 直流入力電源の正側端子に正極側の一端を接続したトラ
ンスの第１の一次巻線と、 前記第１の一次巻線の逆極側の他端に一端を接続したト
ランジスタ回路と、 前記第１の一次巻線の逆極側の他端に一端を接続した抵
抗とコンデンサからなる直列回路と、前記抵抗に並列に
前記第１の一次巻線の逆極側がアノード側となる方向に
接続した第１のダイオードと、 前記直列回路の他端にアノードを前記直流入力電源の正
側端子にカソードを夫々接続した第２のダイオードと、 前記第２のダイオードのアノードに逆極側の一端を接続
し前記直流入力電源の負側端子および前記トランジスタ
回路の他端に正極側を接続した前記トランスの第２の一
次巻線とを備えたことを特徴とするフライバック型ＤＣ
−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16308284A JPS6142276A (ja) | 1984-08-02 | 1984-08-02 | フライバツク型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16308284A JPS6142276A (ja) | 1984-08-02 | 1984-08-02 | フライバツク型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6142276A true JPS6142276A (ja) | 1986-02-28 |
Family
ID=15766839
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16308284A Pending JPS6142276A (ja) | 1984-08-02 | 1984-08-02 | フライバツク型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6142276A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63687U (ja) * | 1986-06-19 | 1988-01-06 |
-
1984
- 1984-08-02 JP JP16308284A patent/JPS6142276A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63687U (ja) * | 1986-06-19 | 1988-01-06 |
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