JPS6169371A - フライバツク型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ - Google Patents
フライバツク型ｄｃ−ｄｃコンバ−タInfo
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- JPS6169371A JPS6169371A JP18928684A JP18928684A JPS6169371A JP S6169371 A JPS6169371 A JP S6169371A JP 18928684 A JP18928684 A JP 18928684A JP 18928684 A JP18928684 A JP 18928684A JP S6169371 A JPS6169371 A JP S6169371A
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- converter
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 39
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 12
- 238000010521 absorption reaction Methods 0.000 claims description 9
- 230000005855 radiation Effects 0.000 abstract description 3
- 239000006096 absorbing agent Substances 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000000593 degrading effect Effects 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
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- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔技術分野〕
本発明はフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、
特に外部駆動型に属するフライバック型ＤＣ−ＤＣコン
バータに関するものである。
特に外部駆動型に属するフライバック型ＤＣ−ＤＣコン
バータに関するものである。
第１図は従来の上記のような外部駆動型に属するフライ
バック型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示した図で
ある。第１図において、端子５１からは図に示される極
性で直流電圧Ｅが入力され、！！た端子５２が外部駆動
のパルス電圧ｖ１により励振される。このノＪ？ルス電
圧Ｖ１に応答して、スイッチング素子としてのトランジ
スタＱ１が導通状態となる場合には、電流１１はトラン
スＴＩの一次巻１ｌＴ１（Ａ）およびトランジスタＱｌ
を通電して直流入力電源の負側に流入する。この時点に
おいて。
バック型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示した図で
ある。第１図において、端子５１からは図に示される極
性で直流電圧Ｅが入力され、！！た端子５２が外部駆動
のパルス電圧ｖ１により励振される。このノＪ？ルス電
圧Ｖ１に応答して、スイッチング素子としてのトランジ
スタＱ１が導通状態となる場合には、電流１１はトラン
スＴＩの一次巻１ｌＴ１（Ａ）およびトランジスタＱｌ
を通電して直流入力電源の負側に流入する。この時点に
おいて。
トランスＴ１の一次巻線ＴＩ （Ａ）に誘導エネルギー
が蓄積される。前記パルス電圧ｖ１が終止すると。
が蓄積される。前記パルス電圧ｖ１が終止すると。
前記誘導エネルギーはトランスＴ１の二次巻線Ｔｌ（Ｂ
）を通して、整流回路１１に放出される。このときトラ
ンスＴ１の一次巻Ｉ Ｔｌ（Ａ）に、出力端子電圧Ｐ１
とトランスＴ１の一次、二次巻線比とによって決まる電
圧が誘起され、この電圧が直流入力電圧Ｅ、に加算され
て、トランジスタＱ１のコレクタとエミッタとの間に印
加される。トランスＴ１の二次巻線Ｔｌ（Ｂ）の誘導エ
ネルギの放出が終止すると、初期の状態すなわち前記ト
ランジスタＱ１のコレクタとエミッタとの間に印加され
る電Ｉ 圧Ｖ１が直流入力電圧Ｅにほぼ等しい状態に復帰する。
）を通して、整流回路１１に放出される。このときトラ
ンスＴ１の一次巻Ｉ Ｔｌ（Ａ）に、出力端子電圧Ｐ１
とトランスＴ１の一次、二次巻線比とによって決まる電
圧が誘起され、この電圧が直流入力電圧Ｅ、に加算され
て、トランジスタＱ１のコレクタとエミッタとの間に印
加される。トランスＴ１の二次巻線Ｔｌ（Ｂ）の誘導エ
ネルギの放出が終止すると、初期の状態すなわち前記ト
ランジスタＱ１のコレクタとエミッタとの間に印加され
る電Ｉ 圧Ｖ１が直流入力電圧Ｅにほぼ等しい状態に復帰する。
以下外部駆動・ぐルス電圧ｖ１により端子５２が励振さ
れて前述の動作経過が繰返される。
れて前述の動作経過が繰返される。
第２図は上記のような動作経過における外部駆動ノ・ぐ
ルス電圧ｖ１．トランジスタＱ１を流れる電流１１．ト
ランスＴＩの二次巻線ＴＩ（Ｂ）を流れる電流１２卦よ
びトランジスタＱ１のコレクタとエミッタ間の電圧■１
等の動作波形を示す図である。
ルス電圧ｖ１．トランジスタＱ１を流れる電流１１．ト
ランスＴＩの二次巻線ＴＩ（Ｂ）を流れる電流１２卦よ
びトランジスタＱ１のコレクタとエミッタ間の電圧■１
等の動作波形を示す図である。
第２図において、トランジスタＱ１のコレクタとエミッ
タとの間の電圧■１は、１１が終止する時点においてス
パイク状電圧（図示してない）を生じている。このスパ
イク状電圧は主にトランスＴ】の−次巻線と二次巻線間
に存在する漏洩インダクタンスにより生ずる。このスパ
イク状電圧は入力電圧Ｅに比し極めて大きな値となり、
スイッチング素子としてのトランジスタＱ１を電圧破壊
する恐れがある。この防止策として前記スパイク状電圧
の吸収回路が構成されている。この回路の一例は、第１
図に示されるように、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の直列
素子をトランジスタＱ１に並列接続して構成されている
。第２図、−の電圧ｖ１の波・形図に示される前記スパ
イク状に画かれている電圧は、前記吸収回路を用いて、
前記スパイク状電圧を抑制した結゛果において生じてい
る残留電圧である。このスパイク状電圧の吸収回路を形
成する抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１には、スイッチング動
作時相当のパルス電流が流れ、抵抗Ｒ１において熱損失
を生じる。ＤＣ−ＤＣコンバータの動作周波数が高い場
合には、この吸収回路における損失の比重は増大し、
ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を著しく劣化させる。
タとの間の電圧■１は、１１が終止する時点においてス
パイク状電圧（図示してない）を生じている。このスパ
イク状電圧は主にトランスＴ】の−次巻線と二次巻線間
に存在する漏洩インダクタンスにより生ずる。このスパ
イク状電圧は入力電圧Ｅに比し極めて大きな値となり、
スイッチング素子としてのトランジスタＱ１を電圧破壊
する恐れがある。この防止策として前記スパイク状電圧
の吸収回路が構成されている。この回路の一例は、第１
図に示されるように、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の直列
素子をトランジスタＱ１に並列接続して構成されている
。第２図、−の電圧ｖ１の波・形図に示される前記スパ
イク状に画かれている電圧は、前記吸収回路を用いて、
前記スパイク状電圧を抑制した結゛果において生じてい
る残留電圧である。このスパイク状電圧の吸収回路を形
成する抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１には、スイッチング動
作時相当のパルス電流が流れ、抵抗Ｒ１において熱損失
を生じる。ＤＣ−ＤＣコンバータの動作周波数が高い場
合には、この吸収回路における損失の比重は増大し、
ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を著しく劣化させる。
なお、トランジスタＱ１によるスイッチング動作により
、トランスＴＩを介して交流電圧が発生され、ダイオー
ドＤＩおよびコンデンサＣ２とから成る整流回路１１に
より端子５３を介して直流電圧Ｐ１を出力することは良
く知られている。
、トランスＴＩを介して交流電圧が発生され、ダイオー
ドＤＩおよびコンデンサＣ２とから成る整流回路１１に
より端子５３を介して直流電圧Ｐ１を出力することは良
く知られている。
以上の説明から分るように、従来のフライバック型ＤＣ
−ＤＣコンバータにおいては、スイッチング動作時に発
生する導電雑音によるスイッチング素子の電圧破壊防止
用として、抵抗とコンデンサとを含む吸収回路を直接ス
イッチングされる箇所に用いているため、吸収回路にお
ける損失が増大し。
−ＤＣコンバータにおいては、スイッチング動作時に発
生する導電雑音によるスイッチング素子の電圧破壊防止
用として、抵抗とコンデンサとを含む吸収回路を直接ス
イッチングされる箇所に用いているため、吸収回路にお
ける損失が増大し。
ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を劣化させるという欠点が
ある。
ある。
したがって本発明の目的は、上記欠点を除去し。
挿入損失の小さい導電雑音吸収機能を付与して。
スイッチング素子の電圧破壊を防止し、外部への伝導及
び輻射ノイズを低減し、かつ効率の良いＤＣ−ＤＣコン
バータを提供することにある。
び輻射ノイズを低減し、かつ効率の良いＤＣ−ＤＣコン
バータを提供することにある。
本発明によれば、入力直流電圧を外部駆動・ぐルスで励
振されるトランジスタ回路およびトランスを用いて交流
電圧に変え、この交流電圧を整流回路により直流電圧に
変えて出力する外部駆動型のフライバック型ＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、該ＤＣ−ＤＣコンバータの前記入
力直流電圧を受ける端前記トランスの第１の一次巻線と
、抵抗とコンデンサを直列に接続して成り、一端を前記
第１の−し、負極側を前記スパイク状電圧吸収回路の硬
盤に接続する前記ｉ・ランスの第２の一次巻線と、アノ
ード側を前記第２の一次巻線の負極側にカソード側を前
記第１の一次巻線の正極側にそれぞれ接続した第１のダ
イオードと、アノード側およびカソード側を前記第２の
一次巻線の正極側および負極側にそれぞれ接続した第２
のダイオードとを有していることを特徴とするフライバ
ック型ＤＣ−ＤＣコンバータが得られる。
振されるトランジスタ回路およびトランスを用いて交流
電圧に変え、この交流電圧を整流回路により直流電圧に
変えて出力する外部駆動型のフライバック型ＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、該ＤＣ−ＤＣコンバータの前記入
力直流電圧を受ける端前記トランスの第１の一次巻線と
、抵抗とコンデンサを直列に接続して成り、一端を前記
第１の−し、負極側を前記スパイク状電圧吸収回路の硬
盤に接続する前記ｉ・ランスの第２の一次巻線と、アノ
ード側を前記第２の一次巻線の負極側にカソード側を前
記第１の一次巻線の正極側にそれぞれ接続した第１のダ
イオードと、アノード側およびカソード側を前記第２の
一次巻線の正極側および負極側にそれぞれ接続した第２
のダイオードとを有していることを特徴とするフライバ
ック型ＤＣ−ＤＣコンバータが得られる。
次に本発明につき詳細に説明する。
第３図は本発明の一実施例の構成を示した図である。第
３図において、このフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバー
タは、第１の一次巻ｙｍ Ｔ２（Ａ１） 、第２の一次
巻線Ｔ２（Ａ２）オよび二次巻線Ｔ２（Ｂ）を有するト
″ ランーＴ２．スイ２チング素子として作用するト
ランジスタＱ２．コンデンサＣ３，抵抗Ｒ２，ダイオー
ドＤ２．ダイオードＤ３．ならびにグイオードＤ４卦よ
びコンデンサＣ４から成る整流回路１２を備えている。
３図において、このフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバー
タは、第１の一次巻ｙｍ Ｔ２（Ａ１） 、第２の一次
巻線Ｔ２（Ａ２）オよび二次巻線Ｔ２（Ｂ）を有するト
″ ランーＴ２．スイ２チング素子として作用するト
ランジスタＱ２．コンデンサＣ３，抵抗Ｒ２，ダイオー
ドＤ２．ダイオードＤ３．ならびにグイオードＤ４卦よ
びコンデンサＣ４から成る整流回路１２を備えている。
端子５４から図に示される極性で直流電圧Ｅ、が入力さ
れる。寸だ端子５５が外部駆動・ぐルス電圧ｖ２により
励振される。この励振により、スイッチング素子として
のトランジスタＱ２が導通状態に力る場合には、電流１
３はトランスＴ２の一次巻線の内の巻線Ｔ２（Ａ１’）
およびトランジスタＱ２を通電Ｔ２（Ａ２）に誘起され
る起電力により、−次巻線Ｔ２（Ａ１）とＴ２（Ａ２）
の巻線が等しければ、ダイオードＤ３のカソードとアノ
ードとの間にかわる電圧ｖ３は前記電圧Ｅ１の大略２倍
の電圧となる。
れる。寸だ端子５５が外部駆動・ぐルス電圧ｖ２により
励振される。この励振により、スイッチング素子として
のトランジスタＱ２が導通状態に力る場合には、電流１
３はトランスＴ２の一次巻線の内の巻線Ｔ２（Ａ１’）
およびトランジスタＱ２を通電Ｔ２（Ａ２）に誘起され
る起電力により、−次巻線Ｔ２（Ａ１）とＴ２（Ａ２）
の巻線が等しければ、ダイオードＤ３のカソードとアノ
ードとの間にかわる電圧ｖ３は前記電圧Ｅ１の大略２倍
の電圧となる。
前記パルス電圧ｖ２が終止すると、トランジスタＱ２を
電れる電流１３は零と々す、トランスＴ２の二次巻線Ｔ
２（Ｂ）の電流１４が急激に流れ始め、一定の傾斜をも
って減少し零となる。この間はトランスＴ２の二次巻線
Ｔ２（Ｂ）から第１の一次巻線Ｔ２（Ａ１）に誘起され
る電圧と直流入力電圧Ｅ１の和の電圧ｖ２がトランジス
タＱ２のコレクターエミッタ間に印加される。この後前
記電圧ｖ２およびｖ３は初期の状態すなわち前記電圧Ｅ
、に等しい状態に復帰する。以下外部駆動のパルス電圧
ｖ２によシ、端子５５が周期的に励振されて前述の動作
経過が繰シ返される。
電れる電流１３は零と々す、トランスＴ２の二次巻線Ｔ
２（Ｂ）の電流１４が急激に流れ始め、一定の傾斜をも
って減少し零となる。この間はトランスＴ２の二次巻線
Ｔ２（Ｂ）から第１の一次巻線Ｔ２（Ａ１）に誘起され
る電圧と直流入力電圧Ｅ１の和の電圧ｖ２がトランジス
タＱ２のコレクターエミッタ間に印加される。この後前
記電圧ｖ２およびｖ３は初期の状態すなわち前記電圧Ｅ
、に等しい状態に復帰する。以下外部駆動のパルス電圧
ｖ２によシ、端子５５が周期的に励振されて前述の動作
経過が繰シ返される。
第４図は上記のような動作経過における外部駆動のパル
ス電圧ｖ２．トランジスタＱ２を流れる電流ｉ３．トラ
ンスＴ２の二次巻線を流れる電流１４＋トランジスタＱ
２のコレクタとエミッタとの間の電圧Ｖ２と、ダイオー
ドＤ３のカソードとアノードとの間の電圧ｖ３の動作波
形を示す図である。
ス電圧ｖ２．トランジスタＱ２を流れる電流ｉ３．トラ
ンスＴ２の二次巻線を流れる電流１４＋トランジスタＱ
２のコレクタとエミッタとの間の電圧Ｖ２と、ダイオー
ドＤ３のカソードとアノードとの間の電圧ｖ３の動作波
形を示す図である。
この波形図において、トランジスタＱ２のコレクタとエ
ミッタとの間の電圧ｖ２について見ると。
ミッタとの間の電圧ｖ２について見ると。
電流ｉ３が終止する時点において前記従来例の場合と同
様にスパイク状電圧の発生する条件が潜在する。しかし
ながらこの実施例においては、−次巻線Ｔ２（Ａ２）と
ダイオードＤ２のアノードとの接続点との間に所定容量
のコンデンサＣ３と低抵抗Ｒ２とから成る直列回路が接
続されているので、前記／、ａ ） スイッチング動作時に発生する導電雑音はほとんど吸収
されてし捷い、第４図に示されるようにスパイク状電圧
はほとんど生じない。コンデンサＣ３に直列に接続され
ている抵抗Ｒ２は、コンデンサＣ３と、前記−次巻線Ｔ
２（Ａ１）と’ｒ２（Ａ２）との間に存在する漏れイン
ダクタンスと、前記直流入力電源とで形成される直列共
振回路のダン・ぐ−用として作用するが、コンデンサＣ
３と低抵抗Ｒ２とからなる直列回路における電荷の移動
は前記漏れインダクタンスによるものだけであるので、
前記抵抗Ｒ２の値は回路特性に合わせて小さい値に設定
出来、従ってこの部分での損失は非常に小さい。
様にスパイク状電圧の発生する条件が潜在する。しかし
ながらこの実施例においては、−次巻線Ｔ２（Ａ２）と
ダイオードＤ２のアノードとの接続点との間に所定容量
のコンデンサＣ３と低抵抗Ｒ２とから成る直列回路が接
続されているので、前記／、ａ ） スイッチング動作時に発生する導電雑音はほとんど吸収
されてし捷い、第４図に示されるようにスパイク状電圧
はほとんど生じない。コンデンサＣ３に直列に接続され
ている抵抗Ｒ２は、コンデンサＣ３と、前記−次巻線Ｔ
２（Ａ１）と’ｒ２（Ａ２）との間に存在する漏れイン
ダクタンスと、前記直流入力電源とで形成される直列共
振回路のダン・ぐ−用として作用するが、コンデンサＣ
３と低抵抗Ｒ２とからなる直列回路における電荷の移動
は前記漏れインダクタンスによるものだけであるので、
前記抵抗Ｒ２の値は回路特性に合わせて小さい値に設定
出来、従ってこの部分での損失は非常に小さい。
なお、前述のように、−次側１（おける外部駆動パルス
電圧によるスイッチング動作によりトランスＴ２を介し
て２次側に交流電圧が発生し、整流回路２により所定の
直流電圧Ｐ２が端子５６を介して出力されることは従来
と同様である。
電圧によるスイッチング動作によりトランスＴ２を介し
て２次側に交流電圧が発生し、整流回路２により所定の
直流電圧Ｐ２が端子５６を介して出力されることは従来
と同様である。
本発明には、−次側におけるスイッチング動作を通じて
発生する供給電圧の２倍を越える導電雑音をほぼ吸収し
てスイッチング素子の電圧破壊を防止し、外部への伝導
及び輻射ノイズを低減するとともに、 ＤＣ−ＤＣコン
バータの動作周波数が高い場合の変換効率を向上できる
という効果がある。
発生する供給電圧の２倍を越える導電雑音をほぼ吸収し
てスイッチング素子の電圧破壊を防止し、外部への伝導
及び輻射ノイズを低減するとともに、 ＤＣ−ＤＣコン
バータの動作周波数が高い場合の変換効率を向上できる
という効果がある。
第１図は従来のフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータの
構成の一例を示す回路図、第２図は第１図の回路の各部
の波形図、第３図は本発明の一実施例の構成を示す回路
図、第４図は第３図の回路の各部の波形図である。 記号の説明：１１と１２は整流回路、５１〜５６は端子
、ＱｌとＱ２はスイッチング素子としてのトランジスタ
、ＴｌとＴ２はトランス、 ＴＩ（Ａ） 。 Ｔ２（Ａ１） 、 Ｔ２（Ａ２）は−次巻線、 Ｔｌ（
Ｂ） 、 Ｔ２（Ｂ）は二次巻線ＩＶ１とｖ２は外部駆
動パルス電圧をそれぞれあられしている。 Ｓ ・Ｓ −ご ５ 区 （） Ｃ） （１） ＬＬＩ ＬＬＩ
θＶン タト部４１のパルス
構成の一例を示す回路図、第２図は第１図の回路の各部
の波形図、第３図は本発明の一実施例の構成を示す回路
図、第４図は第３図の回路の各部の波形図である。 記号の説明：１１と１２は整流回路、５１〜５６は端子
、ＱｌとＱ２はスイッチング素子としてのトランジスタ
、ＴｌとＴ２はトランス、 ＴＩ（Ａ） 。 Ｔ２（Ａ１） 、 Ｔ２（Ａ２）は−次巻線、 Ｔｌ（
Ｂ） 、 Ｔ２（Ｂ）は二次巻線ＩＶ１とｖ２は外部駆
動パルス電圧をそれぞれあられしている。 Ｓ ・Ｓ −ご ５ 区 （） Ｃ） （１） ＬＬＩ ＬＬＩ
θＶン タト部４１のパルス
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、入力直流電圧を外部、駆動パルスで励振されるトラ
ンジスタ回路およびトランスを用いて交流電圧に変え、
この交流電圧を整流回路により直流電圧に変えて出力す
る外部駆動型のフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、該ＤＣ−ＤＣコンバータの前記入力直流電圧を
受ける端子から前記交流一端を前記端子の負側端子に接
続する前記トランジスタ回路と、電圧を発生するまでの
回路構成が、正極側を前記端子の正側端子に接続し、負
極側を前記トランジスタ回路の他端側に接続 する前記トランス の第１の一次巻線と、抵抗とコンデンサを直列に接続し
て成り、一端を前記第１の一次巻線の負極側に接続した
スパイク状電圧吸収回路と、正極側を前記トランジスタ
の回路の一端側に接続し、負極側を前記スパイク状電圧
吸収回路の他端側に接続する前記トランスの第２の一次
巻線と、アノード線を前記第２の一次巻線の負極側にカ
ソード側を前記第１の一次巻線の正極側にそれぞれ接続
した第１のダイオードと、アノード側およびカソード側
を前記第２の一次巻線の正極側および負極側にそれぞれ
接続した第２のダイオードとを有していることを特徴と
するフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18928684A JPS6169371A (ja) | 1984-09-10 | 1984-09-10 | フライバツク型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18928684A JPS6169371A (ja) | 1984-09-10 | 1984-09-10 | フライバツク型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6169371A true JPS6169371A (ja) | 1986-04-09 |
Family
ID=16238780
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18928684A Pending JPS6169371A (ja) | 1984-09-10 | 1984-09-10 | フライバツク型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6169371A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5103386A (en) * | 1990-01-18 | 1992-04-07 | U.S. Philips Corporation | Flyback converter with energy feedback circuit and demagnetization circuit |
-
1984
- 1984-09-10 JP JP18928684A patent/JPS6169371A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5103386A (en) * | 1990-01-18 | 1992-04-07 | U.S. Philips Corporation | Flyback converter with energy feedback circuit and demagnetization circuit |
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