JPS6142282A - 単相トランジスタインバ−タ - Google Patents
単相トランジスタインバ−タInfo
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- JPS6142282A JPS6142282A JP16204784A JP16204784A JPS6142282A JP S6142282 A JPS6142282 A JP S6142282A JP 16204784 A JP16204784 A JP 16204784A JP 16204784 A JP16204784 A JP 16204784A JP S6142282 A JPS6142282 A JP S6142282A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/538—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration
Landscapes
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- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（利用分野）
この発明は直流を交流に変換する単相トランジスタイン
バータに関する。
バータに関する。
（従来技術とその問題点）
従来、この種の単相トラ／ジスタインメータとして、他
励発振によるトランジスタ・スイッチング方式及び自励
発振によるトランジスタ・スイッチング方式が知られて
いる。
励発振によるトランジスタ・スイッチング方式及び自励
発振によるトランジスタ・スイッチング方式が知られて
いる。
第４図はその自励発振によるトラ／ジスタスイノチング
方式によるインバータの回路例を示す。この方式はトラ
ンスＴ、スイッチング用パワートランジスタＱｌ、Ｑ２
． 抵抗器Ｒ１゜Ｒ２、Ｒ５コンデンサＣ１，Ｃ２、ダ
イオードＤで構成されている。この方式は構成がンンブ
ルであるため安価に製造できるという利点を有するが、
交流出力周波数が不安定であり、又第５図に示すように
、出力波形にピーク電圧（図中、記号Ｐで表示）が発生
し、さらには女換効率が定格出力時にはよいが。
方式によるインバータの回路例を示す。この方式はトラ
ンスＴ、スイッチング用パワートランジスタＱｌ、Ｑ２
． 抵抗器Ｒ１゜Ｒ２、Ｒ５コンデンサＣ１，Ｃ２、ダ
イオードＤで構成されている。この方式は構成がンンブ
ルであるため安価に製造できるという利点を有するが、
交流出力周波数が不安定であり、又第５図に示すように
、出力波形にピーク電圧（図中、記号Ｐで表示）が発生
し、さらには女換効率が定格出力時にはよいが。
１／３〜Ｌ／２負荷時には悪いという欠点（第３図の曲
線ｑ参照）１に有している。なお、ピーク電圧の発生は
インバータに接続して使用する電気機器を損傷する。
線ｑ参照）１に有している。なお、ピーク電圧の発生は
インバータに接続して使用する電気機器を損傷する。
一方、他励発振によるトランジスタ・スイッチング方式
によるインバータは周波数が安定し、出力波形にピーク
電圧の発生が少なくなるが、変換効率は依然として改善
されない。
によるインバータは周波数が安定し、出力波形にピーク
電圧の発生が少なくなるが、変換効率は依然として改善
されない。
一般的にトランジスタ・スイッチング方式に使用される
トランジスタは、その電流増幅率（ｈｆｅ）が低いため
、ペース電流を多く流してＯＮ、ＯＦＦ動作をさせてい
るが、しかし、このベース電流は交流出力には何ら寄与
しておらず大きなロスとなっている。これを補うために
電流増幅率（ｈｆｅ）の高いダーリントントランジスタ
を使用することも考えられるが、しかし、このトランジ
スタはＯＮ電圧（ＶＣＥ）が高く、定格出力時の効率を
下けてしまうほか、特性のバラツキが多くて複数個の並
列接続が困難であるという欠点を持っている。
トランジスタは、その電流増幅率（ｈｆｅ）が低いため
、ペース電流を多く流してＯＮ、ＯＦＦ動作をさせてい
るが、しかし、このベース電流は交流出力には何ら寄与
しておらず大きなロスとなっている。これを補うために
電流増幅率（ｈｆｅ）の高いダーリントントランジスタ
を使用することも考えられるが、しかし、このトランジ
スタはＯＮ電圧（ＶＣＥ）が高く、定格出力時の効率を
下けてしまうほか、特性のバラツキが多くて複数個の並
列接続が困難であるという欠点を持っている。
したがって、現状市販のトランジスタ・スイッチング方
式のインバータとしては、電流増幅率（ｈｆｅ）の低い
トランジスタを複数個並列接続したものが＃１とんどで
ある。しかし、この場合においても各トランジスタのエ
ミッタにバランス抵抗器を介在させないと個々のバラツ
キにより大電流がある一つのトランジスタに集中して異
常発熱を起し、次々にトランジスタが破壊されることに
もなりかねず、信頼性が低下するという欠点もある。
式のインバータとしては、電流増幅率（ｈｆｅ）の低い
トランジスタを複数個並列接続したものが＃１とんどで
ある。しかし、この場合においても各トランジスタのエ
ミッタにバランス抵抗器を介在させないと個々のバラツ
キにより大電流がある一つのトランジスタに集中して異
常発熱を起し、次々にトランジスタが破壊されることに
もなりかねず、信頼性が低下するという欠点もある。
（発明の概要）
この発明は、特に、変換効率と上げるため、複数個の電
界効果トランジスタの並列接続からなるスイッチング回
路と、交流出力波形にピーク電圧を発生させないように
した信号波形を出力する発振器と、異常な直流入力電圧
を検出して前記発振器の発振を停止させてインバータ全
体を不動作とする発振停止回路とを具えたことを特徴と
する単相トランジスタインバータである。
界効果トランジスタの並列接続からなるスイッチング回
路と、交流出力波形にピーク電圧を発生させないように
した信号波形を出力する発振器と、異常な直流入力電圧
を検出して前記発振器の発振を停止させてインバータ全
体を不動作とする発振停止回路とを具えたことを特徴と
する単相トランジスタインバータである。
（実施例）
第１図はこの発明の一実施例による単相トランジスタイ
／パークの全体回路図である。
／パークの全体回路図である。
図中、５ＷＩｔ’；ｊ作動スイッチ、ＳＷ２１１交流出
力の５０Ｈ２／６０Ｈ２切換スイツチ（閉で６０Ｈ２、
開で５０Ｈ２）、Ｌ】ハ直流電圧入力表示用の発光ダイ
オード、Ｌ２は直流の過大入力電圧及び過小入力端子表
示用の発光ダイオード、Ｄｚ−０６Ｈダイオード、 Ｚ
ｌ〜Ｚ７ハノエナーダイオード、Ｓはサイリスク、Ｂｌ
ｉバリスタ、Ｈｔ１チョークコイル、Ｃｌ−Ｃｌ０はコ
ンデンサ、Ｒ１−Ｒ２８は抵抗器、Ｑ】〜Ｑ４はトラン
ジスタ、Ｑ５〜Ｑ１６は電界効果トランジスタ、ＣＯＭ
ＩとＣ０Ｍ２は比較器、ＢＡＩとＢＡ２ Ｈそれぞれ６
個のバッフＴからなるＣ ＭＯＳバッフ了ＩＣ（４０５
０）、ＡＣＶ ｆｌ交流電圧計、Ｔはトランス、ｃｖ
Ｈ定電圧回路をそれぞれ示す。なお、作動スイッチ５ｗ
ｔ Ｈ、コンデンサＣ】、ダイオードＤＩ、Ｄ２からな
る直流子−逆接続によって作動するサーキットブレーカ
にもなっている。又、チコークコイルＨとコンデ／すＣ
２１１直流入力電圧のノイズ分を阻止するためのフィル
タであって、定電Ｌト回路ＣＶ の誤動作防止回路と
なっている。さらに、発光ダイオードＬ】ｆｌ定電圧回
路ＣＶの動作表示用でもある。
力の５０Ｈ２／６０Ｈ２切換スイツチ（閉で６０Ｈ２、
開で５０Ｈ２）、Ｌ】ハ直流電圧入力表示用の発光ダイ
オード、Ｌ２は直流の過大入力電圧及び過小入力端子表
示用の発光ダイオード、Ｄｚ−０６Ｈダイオード、 Ｚ
ｌ〜Ｚ７ハノエナーダイオード、Ｓはサイリスク、Ｂｌ
ｉバリスタ、Ｈｔ１チョークコイル、Ｃｌ−Ｃｌ０はコ
ンデンサ、Ｒ１−Ｒ２８は抵抗器、Ｑ】〜Ｑ４はトラン
ジスタ、Ｑ５〜Ｑ１６は電界効果トランジスタ、ＣＯＭ
ＩとＣ０Ｍ２は比較器、ＢＡＩとＢＡ２ Ｈそれぞれ６
個のバッフＴからなるＣ ＭＯＳバッフ了ＩＣ（４０５
０）、ＡＣＶ ｆｌ交流電圧計、Ｔはトランス、ｃｖ
Ｈ定電圧回路をそれぞれ示す。なお、作動スイッチ５ｗ
ｔ Ｈ、コンデンサＣ】、ダイオードＤＩ、Ｄ２からな
る直流子−逆接続によって作動するサーキットブレーカ
にもなっている。又、チコークコイルＨとコンデ／すＣ
２１１直流入力電圧のノイズ分を阻止するためのフィル
タであって、定電Ｌト回路ＣＶ の誤動作防止回路と
なっている。さらに、発光ダイオードＬ】ｆｌ定電圧回
路ＣＶの動作表示用でもある。
又、第１図中、１は直流入力電圧の高電圧異常を検知す
る高電圧検出回路であり、２は直流入力電圧の低電圧異
常を検知する低電「Ｆ検出回路である。
る高電圧検出回路であり、２は直流入力電圧の低電圧異
常を検知する低電「Ｆ検出回路である。
高電圧異常検出回路１は、比較器ＣＯＭＩを有し、この
比較器ＣＯＭＩの−（マイナス）入力端子に基準電圧（
例えば定電子回路ＣＶの出力電圧Ｅ（Ｖ’］を８（Ｖｌ
とすると４０）が人力されている。
比較器ＣＯＭＩの−（マイナス）入力端子に基準電圧（
例えば定電子回路ＣＶの出力電圧Ｅ（Ｖ’］を８（Ｖｌ
とすると４０）が人力されている。
ここで、この比較器ＣＯＭＩの＋（プラス）入力端子の
電圧が一入力端子の基準電圧より高くなると比較器ＣＯ
Ｍ＋の出力端に５出〃電圧信号（異常検出信号）が出力
され、この信号はダイオードＤ３ヲ介して次回路の発振
停止回路３におけるサイリスタＳに作用（サイリスタト
リガ）してこのサイリスタＳをＯＮ（導通）せしめるよ
うになっている。なお、この高電圧検出回路１は、例え
ば定格直流入力電圧を１２ ［Ｖ’］とすると、直流入
力電圧が１６凹りｌのとき異常検出信号を出力するよう
に、電子素子（抵抗器、フンデ／す等）等で設定される
。
電圧が一入力端子の基準電圧より高くなると比較器ＣＯ
Ｍ＋の出力端に５出〃電圧信号（異常検出信号）が出力
され、この信号はダイオードＤ３ヲ介して次回路の発振
停止回路３におけるサイリスタＳに作用（サイリスタト
リガ）してこのサイリスタＳをＯＮ（導通）せしめるよ
うになっている。なお、この高電圧検出回路１は、例え
ば定格直流入力電圧を１２ ［Ｖ’］とすると、直流入
力電圧が１６凹りｌのとき異常検出信号を出力するよう
に、電子素子（抵抗器、フンデ／す等）等で設定される
。
低電圧異常検出回路２Ｖｉ、比較器Ｃ０Ｍ２を有し、こ
の比較器Ｃ０Ｍ２の十入力端子にはツェナーダイオード
ｚ１を含む電ｒ素子で基準電圧が与えられるようになっ
ている。ここで、この比較器Ｃ０Ｍ２の一入力端子の電
圧が十入力端子の基準電子より低くなると比較器Ｃ０Ｍ
２の出力端にＨｉ 、 電圧信号（異常検出信号）が
出力され、この信号はダイオードＤ４を介して次回路の
発振停止回路３におけるサイリスタＳに作用（サイリス
タトリガ）してこのサイリスタＳをＯＮ（導通）せしめ
るようになっている、１なお、この低電圧検出回路２は
１例えば、定格直流入力電圧を１２［Ｖｌとすると、直
流入力電圧が９゜５１１ｙ１以下のとき異常検出信号を
出力するように電子素子等で設定される。
の比較器Ｃ０Ｍ２の十入力端子にはツェナーダイオード
ｚ１を含む電ｒ素子で基準電圧が与えられるようになっ
ている。ここで、この比較器Ｃ０Ｍ２の一入力端子の電
圧が十入力端子の基準電子より低くなると比較器Ｃ０Ｍ
２の出力端にＨｉ 、 電圧信号（異常検出信号）が
出力され、この信号はダイオードＤ４を介して次回路の
発振停止回路３におけるサイリスタＳに作用（サイリス
タトリガ）してこのサイリスタＳをＯＮ（導通）せしめ
るようになっている、１なお、この低電圧検出回路２は
１例えば、定格直流入力電圧を１２［Ｖｌとすると、直
流入力電圧が９゜５１１ｙ１以下のとき異常検出信号を
出力するように電子素子等で設定される。
発振停止回路３は、前記高電圧異常検出回路１及び低電
圧異常検出回路２の異常検出信号によって動作し、この
動作によって次回路の発振器４の発振を停止せしめる回
路である。
圧異常検出回路２の異常検出信号によって動作し、この
動作によって次回路の発振器４の発振を停止せしめる回
路である。
すなわち、サイリスタＳがＯＮすると、トランジスタＱ
ｌがＱＦＦ （非導通）シ、これに伴いトランジスタＱ
２がＯＮシて次回路の発振器４の各コレクタ電圧をダイ
オードＤ５、Ｄ６を介してＯ■とじ、この発振器４の発
振を停止（両トランジスタＱ３、Ｑ４（Ｉ−ＯＦＦ）せ
しめるものである。
ｌがＱＦＦ （非導通）シ、これに伴いトランジスタＱ
２がＯＮシて次回路の発振器４の各コレクタ電圧をダイ
オードＤ５、Ｄ６を介してＯ■とじ、この発振器４の発
振を停止（両トランジスタＱ３、Ｑ４（Ｉ−ＯＦＦ）せ
しめるものである。
なお、異常検出信号によってトランジスタＱ１がＯＦＦ
Ｌ、トランジスタＱ２がＯＮすると発光ダイオードＬ
２が点灯し、直流入力電圧に異常があることが表示され
る。サイリスタトリガ度ＯＮすると作動スイッチｓｗｉ
を切り、所定の直流入力電圧を加えて再度作動スイッチ
ＳＷＩを投入までＯＦＦとならないから回路保護として
好適である。したがって、このサイリスタＳの代りにＲ
Ｓフリップフロップを使用してさしつかえない。
Ｌ、トランジスタＱ２がＯＮすると発光ダイオードＬ
２が点灯し、直流入力電圧に異常があることが表示され
る。サイリスタトリガ度ＯＮすると作動スイッチｓｗｉ
を切り、所定の直流入力電圧を加えて再度作動スイッチ
ＳＷＩを投入までＯＦＦとならないから回路保護として
好適である。したがって、このサイリスタＳの代りにＲ
Ｓフリップフロップを使用してさしつかえない。
発振器４は、トランジスタＱ３．Ｑ４を有する非安定マ
ルチバイブレータでアリ、各コレクタａ、ｂＫは第２図
（ａ） （ｂ） Ｋ示すように互に、１８０°位相の異
なる矩形波信号が得られる。
ルチバイブレータでアリ、各コレクタａ、ｂＫは第２図
（ａ） （ｂ） Ｋ示すように互に、１８０°位相の異
なる矩形波信号が得られる。
この矩形波信号は定電圧回路ＣＶの圧電ＦがＥ凹−例え
ば８ （Ｖ’ｌ−であれば、はゾＥ （ｙｌ壕で緩やか
に立上かり、急Ｋ Ｏ［ｙ’：ｌに立下がる波形である
。このエンベロープは抵抗器Ｒ２１とコンデンサＣ８，
及び抵抗器Ｒ２３とコンテンツＣ９によって形成される
。これら２つの矩形波信号はそれぞれ次回路のスイッチ
ング回路５１゜５２へ送出される。
ば８ （Ｖ’ｌ−であれば、はゾＥ （ｙｌ壕で緩やか
に立上かり、急Ｋ Ｏ［ｙ’：ｌに立下がる波形である
。このエンベロープは抵抗器Ｒ２１とコンデンサＣ８，
及び抵抗器Ｒ２３とコンテンツＣ９によって形成される
。これら２つの矩形波信号はそれぞれ次回路のスイッチ
ング回路５１゜５２へ送出される。
スイッチング回路５１ハ、例えば６個のパ。
）ＴからなるＣＭＯＳバッファＩＣ（４０５０）ＢＡＩ
−以下バノフ了回路ＢＡＩという−と、６個の電界効果
トランジスタ（Ｆ ＥＴ ）Ｑ ５−Ｑ １０とから構
成されている。又、スイッチング回路５２ハ全く同様に
６個のバッフγからなるＣＭＯＳバッファＩＣ（４０５
０）ＢＡ２−以下バッファ回路ＢＡ２という−−と、６
個の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ ）Ｑｌｌ〜Ｑ１６
とから構成されている。
−以下バノフ了回路ＢＡＩという−と、６個の電界効果
トランジスタ（Ｆ ＥＴ ）Ｑ ５−Ｑ １０とから構
成されている。又、スイッチング回路５２ハ全く同様に
６個のバッフγからなるＣＭＯＳバッファＩＣ（４０５
０）ＢＡ２−以下バッファ回路ＢＡ２という−−と、６
個の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ ）Ｑｌｌ〜Ｑ１６
とから構成されている。
バッファ回路ＢＡｌの各バッファは発振器４からの第２
図（ａ）に示す矩形波信号を入力して、第２図（Ｃ）に
示す波形の矩形波信号を出力する。
図（ａ）に示す矩形波信号を入力して、第２図（Ｃ）に
示す波形の矩形波信号を出力する。
すなわち、例えば定電圧回路ＣＶの出力電圧がＥｏであ
ればＥ ／２ ［ｙｌでＯＮしてＥ ［Ｖ］を出力する
ものであり、（一般にＣＭＯ５のスレノ／ヨルド電圧は
電源電圧の１／２である。）各バッファの出力はこれに
対設したＦＥＴＱ５−ＱＩＯのゲート端子に与えられ、
各Ｆ ＥＴＱ ５−Ｑ Ｉ ＯはＯＮ、ＯＦＦ動作する
ようになっている。
ればＥ ／２ ［ｙｌでＯＮしてＥ ［Ｖ］を出力する
ものであり、（一般にＣＭＯ５のスレノ／ヨルド電圧は
電源電圧の１／２である。）各バッファの出力はこれに
対設したＦＥＴＱ５−ＱＩＯのゲート端子に与えられ、
各Ｆ ＥＴＱ ５−Ｑ Ｉ ＯはＯＮ、ＯＦＦ動作する
ようになっている。
バッフ子回路ＢＡｚ４バッフ了回路ＢＡ１ト全く同様で
あり、第２図（ｂＩに示す矩形波信号でＯＮ、ＯＦＦシ
、第２図（ｄ）に示す波形の矩形波信号を出力し、各Ｆ
ＥＴＱ１１〜Ｑ１６をＯＮ、ＯＦＦさげている。なお、
第２図（ａ） （ｂ） （Ｃ） （ｄ）で示すように、
バッフｙ 回路ＢＡ １の０８時とバッファ回路ＢＡ２
の０８時との間に双方ともにＯＦＦの休止時間ｔが設け
られることになる。
あり、第２図（ｂＩに示す矩形波信号でＯＮ、ＯＦＦシ
、第２図（ｄ）に示す波形の矩形波信号を出力し、各Ｆ
ＥＴＱ１１〜Ｑ１６をＯＮ、ＯＦＦさげている。なお、
第２図（ａ） （ｂ） （Ｃ） （ｄ）で示すように、
バッフｙ 回路ＢＡ １の０８時とバッファ回路ＢＡ２
の０８時との間に双方ともにＯＦＦの休止時間ｔが設け
られることになる。
そして、これらスイッチング回路５１．５２の出力瑞子
ｅ、ｆはトランスＴの１次側フィルに接続され、２次側
コイルには、第２図（ｅｌに示すように、休止時間ｔｉ
有する交流電圧を得るようになっている。なお、トラン
スＴの１次側コイルの両端間ニはバリスタＢがｌｌａさ
れ、又、その中間端チには直流の→−入力端子が作動ス
イッチＳＷＩを介して接続されている。バリスタ８１１
６個のツェナーダイオード２２〜Ｚ７とともにスイッチ
ング回路５１．５２におけるＦＥＴＱ５〜Ｑ］６の保護
回路を構成している。
ｅ、ｆはトランスＴの１次側フィルに接続され、２次側
コイルには、第２図（ｅｌに示すように、休止時間ｔｉ
有する交流電圧を得るようになっている。なお、トラン
スＴの１次側コイルの両端間ニはバリスタＢがｌｌａさ
れ、又、その中間端チには直流の→−入力端子が作動ス
イッチＳＷＩを介して接続されている。バリスタ８１１
６個のツェナーダイオード２２〜Ｚ７とともにスイッチ
ング回路５１．５２におけるＦＥＴＱ５〜Ｑ］６の保護
回路を構成している。
スイッチング回路５１．５２におけるＦ ＥＴＱ ５〜
Ｑ１６として、パワーＭＯ５ＦＥＴを使用すれば、その
ＯＮ、 ＯＦＦ ｆｌゲート電圧によってでき、ロスは
そのＦＥＴのＯＮ抵抗のみであるといつパワーＭＯ５Ｐ
ＥＴの特徴を充分に生かしたスイッチング回路となる。
Ｑ１６として、パワーＭＯ５ＦＥＴを使用すれば、その
ＯＮ、 ＯＦＦ ｆｌゲート電圧によってでき、ロスは
そのＦＥＴのＯＮ抵抗のみであるといつパワーＭＯ５Ｐ
ＥＴの特徴を充分に生かしたスイッチング回路となる。
ゲートドライブは、発振器４の発振周波数が低いため、
バッフγ回路ＢＡＩ、ＢＡ２のＣＭＯＳバンフバッファ
（４０５０） によりダイレフトドラブができる。
バッフγ回路ＢＡＩ、ＢＡ２のＣＭＯＳバンフバッファ
（４０５０） によりダイレフトドラブができる。
これに必要な電力は。
一般のトランジスタのベース電流ドライブに比して極め
て少ない。これが変換効率を良くしている原因でもある
。
て少ない。これが変換効率を良くしている原因でもある
。
第３図は、実施例として入力直流電圧１２［Ｖ］出力交
流電圧１００ＩＩＩ／ｌ、３円 とした変換効率グラフ
であり、２曲線はこの発明による単相トランジスタイン
バータの効率曲線を示し、（負荷率１で約８５チ、最大
値約９０％）ｑ曲線は第４図に示す従来の単相トランジ
スタインバータの効率曲線を示す。又交流出力無負荷時
での直流入力電力は従来のものの１／４以下である。
流電圧１００ＩＩＩ／ｌ、３円 とした変換効率グラフ
であり、２曲線はこの発明による単相トランジスタイン
バータの効率曲線を示し、（負荷率１で約８５チ、最大
値約９０％）ｑ曲線は第４図に示す従来の単相トランジ
スタインバータの効率曲線を示す。又交流出力無負荷時
での直流入力電力は従来のものの１／４以下である。
この発明の単相インバータは、これ単体の使用のほか、
これと、充電器とバッテリとの組合わせによる無停電電
源装置に応用できる。
これと、充電器とバッテリとの組合わせによる無停電電
源装置に応用できる。
この場合、変換効率が良いため停電時のバンクアップ時
間が長くなるという制電がある。
間が長くなるという制電がある。
（効 果）
以上のように、この発明によれば、スイッチング回路に
並列接続した電界効果トランジスタを用い、さらにスイ
ッチング時に休止時間を設けるようにしたので、ピーク
電圧が発生しない極めて変換効率のよい単相トラ／ジス
タイ／バークを提供できるものである。又、過大、過小
直流入力電圧を検出し装置全体を不動作とするので、装
置保護及びこのインバータに接続された電気機器の保護
の観点から極めて効果的である。
並列接続した電界効果トランジスタを用い、さらにスイ
ッチング時に休止時間を設けるようにしたので、ピーク
電圧が発生しない極めて変換効率のよい単相トラ／ジス
タイ／バークを提供できるものである。又、過大、過小
直流入力電圧を検出し装置全体を不動作とするので、装
置保護及びこのインバータに接続された電気機器の保護
の観点から極めて効果的である。
第１図にこの発明の一実施例による単相トランジスタイ
ンバータの回路図、第２図（ａ）（ｂｌ（Ｃ） （ｄ）
（ｅｌ Ｉｄ、第１図における主要点の信号波形図、
第３図はこの発明による単相トラ／ジスタイ／パーメト
従来の単相トランジスタインバータとの効率グラフ、第
４図は従来の単相トランジスタインバータの回路図、第
５図は第４図における交流出力電圧波形図である。 ３・・・・・・・・発振停止回路 ４・・・・・発振器 ５１．５２・・・スイッチング回路 Ｔ・・・・・・トランス ＡＣＶ・・・交流電圧計
ンバータの回路図、第２図（ａ）（ｂｌ（Ｃ） （ｄ）
（ｅｌ Ｉｄ、第１図における主要点の信号波形図、
第３図はこの発明による単相トラ／ジスタイ／パーメト
従来の単相トランジスタインバータとの効率グラフ、第
４図は従来の単相トランジスタインバータの回路図、第
５図は第４図における交流出力電圧波形図である。 ３・・・・・・・・発振停止回路 ４・・・・・発振器 ５１．５２・・・スイッチング回路 Ｔ・・・・・・トランス ＡＣＶ・・・交流電圧計
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 直流入力電圧と直流定格入力電圧とを比較 して直流入力電圧の高低異常電圧を検出する検出回路と
、非安定マルチバイブレータからなり、それぞれ１８０
°位相の異なる２つの矩形波信号を出力する発振器と、
前記検出回路からの異常検出信号により前記発振器の発
振を停止せしめる発振停止回路と、前記発振器の２つの
出力信号によりそれぞれＯＮ、ＯＦＦする電界効果トラ
ンジスタの並列接続構成からなる２つのスイッチング回
路と、該２つのスイッチング回路の各出力信号を１次側
コイルに入力するトランスと、該トランスの２次側コイ
ルに得られる交流電圧を表示する交流電圧計とを具えた
ことを特徴とする単相トランジスタインバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16204784A JPS6142282A (ja) | 1984-07-31 | 1984-07-31 | 単相トランジスタインバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16204784A JPS6142282A (ja) | 1984-07-31 | 1984-07-31 | 単相トランジスタインバ−タ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6142282A true JPS6142282A (ja) | 1986-02-28 |
Family
ID=15747080
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16204784A Pending JPS6142282A (ja) | 1984-07-31 | 1984-07-31 | 単相トランジスタインバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6142282A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011520224A (ja) * | 2008-05-02 | 2011-07-14 | ゼネラル・エレクトリック・カンパニイ | 電圧給電型プログラム始動式安定器 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS511007A (ja) * | 1974-06-22 | 1976-01-07 | Iwatsu Electric Co Ltd | Chakushinyobidashishingokyokyuhoshiki |
| JPS5312027A (en) * | 1976-07-19 | 1978-02-03 | Danfoss As | Protective circuit for inverter |
| JPS5863081A (ja) * | 1981-10-07 | 1983-04-14 | Mitsubishi Electric Corp | インバ−タ装置 |
-
1984
- 1984-07-31 JP JP16204784A patent/JPS6142282A/ja active Pending
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS511007A (ja) * | 1974-06-22 | 1976-01-07 | Iwatsu Electric Co Ltd | Chakushinyobidashishingokyokyuhoshiki |
| JPS5312027A (en) * | 1976-07-19 | 1978-02-03 | Danfoss As | Protective circuit for inverter |
| JPS5863081A (ja) * | 1981-10-07 | 1983-04-14 | Mitsubishi Electric Corp | インバ−タ装置 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011520224A (ja) * | 2008-05-02 | 2011-07-14 | ゼネラル・エレクトリック・カンパニイ | 電圧給電型プログラム始動式安定器 |
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