JPS6146566A - 絶対値回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は絶対値回路に係り、特に入力信号レベルの絶対
値を示す信号を生成出力する絶対値回路に関する。

従来の技術 第３図は従来の絶対値回路の一例の回路図を示す。同図
中、入力端子３１及び３２には夫々同一直流バイアス■
１が付与され、かつ、互いに逆極性の交流信号ｅｉ及び
−ｅｉが夫々入来する。入力端子３１に入来した交流信
号ｅｉはＮＰＮｔ−ランジスタ３３のベースへ入力され
、入力端子３２に入来した交流信号−ｅｉはＮＰＮトラ
ンジスタ３４のベースへ入力される。トランジスタ３３
及び３４の各エミッタは定電流源３５に夫々共通接続さ
れると共に、出力端子３６に接続されている。

また、トランジスタ３３及び３４の各コレクタは夫々電
源電圧入力端子３７に接続されている。入力交流信号ｅ
ｉ及び−ｅｉは振幅が大であり、トランジスタ３３及び
３４の一方が動作をしているときには他方が略オフの状
態となる。これにより、出力端子３６には入力交流信号
ｅｉ及び−ｅｉのうちど入らか電位の高い方が取り出さ
れる。

入力交流信号ｅｉ及び−ｅｉが正弦波の場合の各部の電
圧関係を第４図に示す。トランジスタ３３のベース電位
Ｖｅａ及びトランジスタ３４のベース電位Ｖｅｂは、同
一振幅で、かつ、互いに逆極性の交流信号ｅｉ　、−ｅ
ｉに同一の直流バイアスが付与された信号電位に等しく
、第４図（Ａ＞にＶｓａ及びＶｓｂで夫々示す如くにな
る。また、出力電圧Ｖｏは、トランジスタ３３及び３４
の各ベース・エミッタ間電圧を夫々ＶＢＥとすると、第
４図（Ｂ）に示す如くになる。ここで、Ｖｓａ。

■Ｂｂ及びＶｏは夫々次式で表わされる。

Ｖｓ　ａ　＝Ｖ＋　＋ｅｉ　　　　　　　　　　　（１
）Ｖｓ　ｂ　＝Ｖ＋　−ｅｉ　　　　　　　　　　　（
２）Ｖｏ＝Ｖ＋−ＶＢＥ＋ｌｅｉ　　ｌ　　　　　　（
ａ１発明が解決しようとする問題点 しかるに、上記の従来の絶対値回路は■出力電圧Ｖｏの
極性は−っしか得られず、■出力電圧Ｖｏの振幅は入力
交流信号ｅｉの振幅の１／２となり、■出力電圧Ｖｏの
直流成分は、入力直流バイアス■１及びトランジスタ３
３．３４のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥに依存する等
の問題点があった。このため、この従来回路を、例えば
信号振幅を検出する回路の一部として構成し、信号振幅
を電位に変換する場合、振幅が大になると変換した電位
が小になるように設定するためには、別に反転回路が必
要となり、この反転回路は例えば振幅中心電位の揃った
正逆両極性の出力電位を得るには通常２個以上のトラン
ジスタで構成される。

また、従来回路は検出感度を向上させるためには増幅器
が必要となり、更に直流バイアスＶ１やトランジスタ３
３及び３４のベース・エミッタ間電圧ＶｅＥのバラツキ
によって、出力に直流オフセットが発生してしまう。

そこで、本発明はベースに互いに逆極性の第１及び第２
の交流信号が供給される第１及び第２のトランジスタの
エミッタを第１の抵抗を共通に介して第３のトランジス
タのエミッタに接続すると共に、第３のトランジスタの
ベースに上記第１及び第２の交流信号の混合信号を供給
することにより、上記の問題点を解決した絶対値回路を
提供することを目的とする。

問題点を解決するための手段 本発明は第１乃至第３のトランジスタと第１乃至第３の
抵抗と出力手段とからなる。第１及び第２のトランジス
タの各ベースには互いに同一振幅で同一の直流分を有し
、かつ、互いに逆相の第１及び第２の交流信号が別々に
供給される。第１及び第２のトランジスタの各エミッタ
共通接続点と第３のトランジスタのエミッタと定電流源
の接続点との間には、第１の抵抗が接続されている。ま
た、第１．第２のトランジスタのベースは各別に第２．
第３の抵抗を介して第３のトランジスタのベースに接続
されている。出力手段は少なくとも第１及び第２のトラ
ンジスタの両コレクタ及び第３のトランジスタのいずれ
か一方又は両方に接続された負荷抵抗を有しており、第
１及び第２の交流信号の絶対値を示す出力信号を出力す
る。

作用 上記出力手段が上記第１及び第２のトランジスタの各コ
レクタに接続された第４の抵抗を有する場合は、第１及
び第２のトランジスタの電流増幅率が充分大であるもの
とすると、上記第１の抵抗を流れる電流は上記出力手段
内の第４の抵抗を通り第１．第２のトランジスタに向っ
て流れる電流となる。ここで、第１の抵抗を流れる電流
は第１及び第２の交流信号の振幅の絶対値と第１の抵抗
の抵抗値との比となるため、上記出力手段から取り出さ
れる出力信号の直流成分は、入力箱１及び第２の交流信
号の′直流バイアスに無関係となる。

また、上記出力手段が上記第３のトランジスタに接続さ
れた第５の抵抗を有する場合は、この第５の抵抗を通っ
て上記第３のトランジスタに流れる電流は、前記定電流
源の電流から上記第１の抵抗を流れる電流を差し引いた
値となる。このため、上記第５の抵抗を有する出力手段
から取り出される出力信号の直流成分は、入力箱１及び
第２の交流信号あ直流バイアスに無関係となる。

更に、上記出力手段が上記の第４及び第５の抵抗の両方
を有する構成の場合は、互いに逆極性の第１及び第２の
出力信号を得ることができる。本発明になる絶対値回路
について実施例と共に更に詳細に説明する。

実施例 第１図は本発明になる絶対値回路の一実施例の回路図を
示す。同図中、入力端子１０は直流分（直流バイアス）
Ｖ＋を有する第１の交流信号ｅｉが入力される入力端子
で、第１のトランジスタであるＮ　Ｐ　Ｎ　ト・ランジ
スタ１２のベースに接続されている。また、入力端子１
１は第１の交流信号ｅｉと同一振幅で、同一の直流分Ｖ
１を有し、かつ、逆相の第２の交流信号−ｅｉが入力さ
れる入力端子で、第２のトランジスタであるＮＰＮトラ
ンジスタ１３のベースに接続されている。トランジスタ
１２及び１３の各エミッタは共通接続され、その共通接
続点が第１の抵抗１４を介して第３のトランジスタであ
るＮＰＮトランジスタ１７のエミッタと定電流源１８の
接続点に接続されている。また、トランジスタ１２のベ
ースは第２の抵抗１５を介してトランジスタ１７のベー
スに接続され、トランジスタ１３のベースは第３の抵抗
１６を介してトランジスタ１７のベースに接続されてい
る。

トランジスタ１２及び１３の各」レクタは共通接続され
、第４の抵抗である負荷抵抗１９を介してバイアス電源
電圧Ｖ２の入力端子２３に接続されている。更に、トラ
ンジスタ１７のコレクタは第５の抵抗である負荷抵抗２
０を介してバイアス電源電圧■３の入力端子２４に接続
されている。

また更に、トランジスタ１２及び１３の各コレクタは出
力端子２１に接続され、トランジスタ１７の］レクタは
出力端子２２に接続されている。

次に本実施例の動作につき説明覆るに、トランジスタ１
２及び１３はそのベースに供給される交流信号ｅｉ及び
−ｅｉが正弦波の場合、正の半サイクル期間はそのエミ
ッタより入力交流信号を出力し、他方、負の半サイクル
期間は略オフとされる。従って、トランジスタ１２及び
１３の入力文。

流信号ｅｉ及び−ｅｉのうち電位の高い方の信号がトラ
ンジスタ１２及び１３のエミッタ共通接続端に出力電位
ＶＥＩとして現われる。ここで、トランジスタ１２のベ
ース電位Ｖａ＋、トランジスタ１３の１ベ一ス電位ＶＢ
２及上記びエミッタ出力電位ＶＥＩは夫々次式で表わさ
れる。・Ｖｅ　＋　＝Ｖ＋　＋ｅｉ　　　　　　　　　
　　（４）Ｖｅ　２　＝Ｖｌ　−ｅ！　　　　　　　　
　　　（５）ＶＥＩ　＝Ｖ＋−Ｖｅｐ＋ｌｅｉ　ｌ　　
　　ｆ３）ただし、（６）式中、ＶＩＥはトランジスタ
１２及び１３の各ベース・エミッタ間電圧を示す。また
、入力交流信号ｅｔ及び−０１が正弦波の場合、エミッ
タ出力電位ＶＥＩは第２図（Ａ＞に承り如くになる。

一方、入力端子１０．１１に入来した入力交流信号ｅｉ
　、−ｅｉは抵抗１５及び１６によって加算された後ト
ランジスタ１７のベースに印加される。いま、抵抗１５
及び１６の各抵抗値を等しく選定した場合、トランジス
タ１７のベース電位Ｖｅ３は式（４）及び６）より Ｖｅａ＝（Ｖｓ＋＋Ｖｓ２）／２＝Ｖ１　’（７）とな
る。従って、トランジスター７のエミッタ電位ＶＥ２は
、そのベース・エミッタ間電圧をＶＢＥとすると ＶＥ　２　＝ＶＢ　３−Ｖａ　Ｅ　＝ＶＩ　−ＶＢ　Ｅ
　　（８）となる。

従って、抵抗１４をトランジスター７の方向に流れる電
流ＩＥは、式（６）及び（８）を用いて整理すると ＩＥ　＝　　（ＶＥ　　Ｉ　　−ＶＥ　２　　）／ＲＥ
＝ｌｅｉｌ／ＲＥ　　　　　　　　　　　　　（９）と
なる。ただし、（９）式中、ＲＥは抵抗１４の抵抗値を
示す。トランジスタ１２．１３の電流増幅率が充分大で
あるものとすると、上記電流ＩＥはそのまま負荷抵抗１
９をトランジスター２又は１３に向って流れる電流とな
るから、トランジスタ１２及び１３のコレクタ共通接続
端である出力端子２１より出力される信号電位Ｖｏ＋は
、負荷抵抗１９の抵抗値をＲｃ＋　とすると、式（９）
を用いてＶｏ　ｒ＝Ｖ’ｚ　−Ｒｃ　＋　　拳ＩＥ＝■
ｚ　−１ｅｉ　　ｌ　・Ｒｃ　＋　／ＲＥ　　（１０）
となる。

一方、負荷抵抗２０をトランジスタ１７の方向に流れる
電流ＩＥ’は、定電流源１８の電流をＩＯとすると ＩＥ’　＝ＩＯ＝ＩＥ　　　　　　　　　　　（’１１
）となる。従って、トランジスタ１７のコレクタより出
力端子２２へ出力される信号電位ＶＯ２は、負荷抵抗２
０の抵抗値をＲＣ２とすると、式Ｇ）及び（１１）を用
いて ＶＯ２＝Ｖ　　３−ＲＣ２争　　ＩＥ’＝Ｖ３−ＲＣ２
中Ｉｏ＋ ｌ　ｅｉ　　ｌ　・Ｒｃ　２　／ＲＥ　　　　（１２）
となる。

入力交流信号ｅｉ及び−ｅｉが正弦波の場合、上記出力
信号電位Ｖｏ＋は、第２図（Ｂ）に示す如くになり、ま
た上記出力信号電位ＶＯ２は同図（Ｃ）に示す如くにな
る。式（１０）及び（１２）あるいは第２図（Ｂ）、（
Ｃ）かられかるように、出力端子２１には入力交流信号
ｅｉ及び−ｅｉの振幅の絶対値を示す負極性の信号Ｖｏ
＋が取り出され、出力端子２２には上記絶対値を示す正
極性の信号ＶＯ２が取り出される。

従って、出力端子２１及び２２の出力信号Ｖｏ＋及びＶ
Ｏ２のどちらか一方を選択することによって出力信号の
極性を選択することができるし、両方を選択することも
できる。また、式（１０）。

（１２）かられかるように、前記抵抗値ＲＥ及びＲｃ＋
を任意に設定することによって入力信号振幅に対する出
力信号Ｖｏ＋の振幅を変えることができ、また前記抵抗
値ＲＥ及びＲＣ２を任意に設定することによって入力信
号振幅に対する出力信号ＶＯ２の振幅を変えることがで
きる。

更に式（１０）よりわかるように、出力信号電位Ｖｏ＋
の直流成分は、バイアス電源電圧Ｖ２のみであるから、
入力交流信号ｅｉ　、−ｅｉの直流バイアスＶ＋が変動
しても、Ｖｏ＋の直流オフセットは生じない。同様に出
力信号電位ＶＯ２の直流成分は、式（１２）よりバイア
ス電源電圧Ｖ３と前記抵抗値ＲＣ２と前記電流値１ｏと
により決まり、入力交流信号ｅｉ、−ｅｉの直流バイア
スＶ１に依存しないから、出力の直流オフセットは生じ
ない。

なお、本発明は上記の実施例に限定されるものではなく
、例えば一つの極性の出力信号のみを使用するだけなら
ば、負荷抵抗１９及び２０のいずれか一方を省略しても
よく、また使用するトランジスタはＰＮＰ型でも良く、
更に入力交流信号波形は正弦波に限らず、のこぎり波、
方形波等すべての交流信号に適用し得ることは勿論であ
る。

発明の効果 上述の如く、本発明により、比較的簡単な回路構成によ
って出力信号の極性の選択や出力信号の振幅の設定を任
意に行なうことができ、また入力交流信号の直流バイア
スの変動が要因となる直流オフセットを生じない絶対値
出力信号を取り出すことができ、またトランジスタ及び
抵抗更には定電流源よりなる回路構成だから集積回路（
ＩＣ）化に適しており、更に電子機器の信号処理回路と
して使用した場合は、ｉ来と比較してより多機能で出力
安定性の高い絶対値出力信号を得ることができる等の数
々の特長を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明回路の一実施例を示す回路図、第２図は
第１図図示ブロック系統の動作説明用信号波形図、第３
図は従来回路の一例を示す回路図、第４図は第３図図示
ブロック系統の動作説明用信号波形図である。 １０．１１．３１．３２・・・入力端子、１２゜１３．
１７．３３．３４・・・ＮＰＮトランジスタ、１４・・
・第１の抵抗、１５・・・第２の抵抗、１６・・・第３
の抵抗、１８．３５・・・定電流源、１９．２０・・・
負荷抵抗、２１．２２．３６・・・出力端子、２３゜２
４・・・バイアス電源電圧入力端子、ｅｉ　、　−ｅｉ
・・・入力交流信号。 特許出願人　日本ビクター株式会社 第１図 第２図 第３図 第４図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 互いに同一振幅で同一の直流分を有し、かつ、互いに逆
   相の第１及び第２の交流信号が別々にベースに供給され
   る第１及び第２のトランジスタと、該第１及び第２のト
   ランジスタの各エミッタ共通接続点に一端が接続された
   第１の抵抗と、該第１の抵抗の他端と定電流源に夫々エ
   ミッタが接続された第３のトランジスタと、該第１のト
   ランジスタのベースと該第３のトランジスタのベースと
   の間に接続された第２の抵抗と、該第２のトランジスタ
   のベースと該第３のトランジスタのベースとの間に接続
   された第３の抵抗と、少なくとも該第１及び２のトラン
   ジスタの両コレクタ及び該第３のトランジスタのいずれ
   か一方又は両方に接続された負荷抵抗を有し、出力信号
   を出力させる出力手段とからなることを特徴とする絶対
   値回路。