JPS6147005B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6147005B2 JPS6147005B2 JP9799777A JP9799777A JPS6147005B2 JP S6147005 B2 JPS6147005 B2 JP S6147005B2 JP 9799777 A JP9799777 A JP 9799777A JP 9799777 A JP9799777 A JP 9799777A JP S6147005 B2 JPS6147005 B2 JP S6147005B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- pulse
- wave
- input
- frequency
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 12
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 11
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 230000006870 function Effects 0.000 description 3
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
本発明はゼロ交叉型の周波数変調信号復調方式
に関する。 従来、周波数変調信号（以下FM信号と略す）
の復調方式としては、FM信号波のゼロ交叉点ご
とに作成された振幅と時間幅が一定なパルス列を
低域波器に通すことによりベースバンド信号に
復調するゼロ交叉型復調方式が採用されている。
従来方式を以下に詳しく説明する。第１図は、従
来の方式を示すブロツク図であり、第２図は第１
図の各信号線上の波形図である。第１図におい
て、参照数字１０１はFM信号波の入力端子、参
照数字１０２は入力信号のゼロ交叉点ごとに細い
パルスを発生するパルス発生器、参照数字１０３
はパルスが入力されると、振幅と時間幅が一定な
パルスを発生する単安定回路、参照数字１０４は
低域波器、参照数字１０５はベースバンド信号
の出力端子である。第２図ａ〜ｄは第１図ａ〜ｄ
に示した信号線上の波形である。今、入力端子１
０１に第２図ａに示したFM信号波が入力される
と、パルス発生器１０２は第２図ｂに示すような
パルスを発生させ、このパルスによつて単安定回
路１０３をトリガする。単安定回路１０３は第２
図ｃに示した矩形波を発生させる。この矩形波を
低域波器１０４に入力すると第２図ｄに示すよ
うなベースバンド信号が得られる。しかしなが
ら、このような方式では低域波器としてデイジ
タル波器を使用すると、不都合が生じる。すな
わち、波器の入力信号が第２図ｃに示すように
矩形波であるため、その周波数スペクトラムは、
大きく広がつている。一方、デイジタル波器は
そのサンプリングの周波数で減衰が得られないの
で入力信号のスペクトラムの大きな広がりを考慮
して、サンプリング周波数を増大させる必要があ
る。したがつて、従来の方式では、デイジタル
波器を使用する場合は、サンプリング周波数を十
分高くするか、あるいはデイジタル波器の入力
側に簡単な構造のアナログ波器を挿入して予め
高調波を除くことが必要不可欠である。しかしな
がら、デイジタル波器のサンプリング周波数を
増大させることは波器の構成を複雑にするとい
う欠点を有し、また、アナログ波器を付加する
ことは、抵抗やコンデンサ等の受動素子を必要と
し、復調器を大形化するという欠点を有してい
る。 本発明の目的は上述の欠点を除去した周波数変
調信号復調装置を提供することにある。次に本発
明を図面を参照して詳細に説明する。第３図は本
発明の一実施例を示すブロツク図で、第４図Ａ〜
Ｄは第３図の各信号線上Ａ〜Ｄの信号の波形を示
す。第３図において参照数字３０１はFM信号波
が入力される入力端子、参照数字３０２は入力信
号のゼロ交叉点ごとに細いパルスを発生する第１
パルス発生器、参照数字３０３はパルスが入力さ
れると、振幅が時間とともに、３値以上に亘つて
変化するパルスを発生する第２パルス発生器、参
照数字３０４はデイジタル低域波器、参照数字
３０５は、ベースバンド信号の出力端子である。 第４図ｃに示された二乗余弦パルスは関数Ｆ
（ｔ）＝Ａ／２（１＋Cos２πｔ／τ）で与えられ、こ
のパル スの波形は第５図に示される。（Ａはパルスの高
さ）本発明においては、入力端子３０１にFM信
号波が入力されると、第１パルス発生器３０２は
FM信号波のゼロ交叉点ごとに第４図Ｂに示すよ
うな細いパルスを発生する。このパルスをスター
トパルスとして第２パルス発生器３０３は、第４
図ｃに示すようなパルス（この例では二乗余弦パ
ルス）を発生する。この信号をデイジタル低域
波器３０４に入力すれば、第４図Ｄに示すような
ベースバンド信号が得られる。第６図は第２パル
ス発生器３０３の具体的回路図である。第６図に
おいて、参照数字６０１は、第４図Ｂに示した
FM信号波のゼロ交叉点を示すパルスが入力され
る入力端子、参照数字６０２はFM信号波の周波
数に対して十分高い一定の周波数を持つクロツク
パルスが入力される入力端子、参照数字６０３は
クリア（Clear）端子にパルスが入力されると、
その出力をゼロにリセツトした後、クロツク
（Clok）端子に入力されるクロツクパルスの数を
計数するｋビツトのカウンタ、参照数字６０４は
ｋビツトの入力アドレスに対してｍビツトの内容
を出力する読出し専用メモリ（RoM）、参照数字
６０５および６０６は出力端子である。この回路
において、ROM６０４はｋビツトで表わされる
2k個の番地にｍビツトで表わされる関数値を記
憶している。カウンタ６０３は、Clear端子にゼ
ロ交叉点を生すパルスが入力されると、その出力
をゼロにリセツトした後、Clock端子に入力され
るパルスを次のゼロ交叉点を示すパルスが入力さ
れるまで計数するので、カウンタ出力は、時間と
ともに０から2k−１まで変化する。したがつ
て、ROM６０４が０番地（Ｎ＜２k-1）までに二
乗余弦パルスの値を、Ｎ番地から２k-1番地には
ゼロをそれぞれ記憶していればROM６０４の出
力は第４図ｃに示されるように変化する。 次に、本発明による効果を従来の方式と比較し
ながら説明する。従来の方式では、第１図の単安
定回路１０３の出力パルスは矩形波であるから、
そのパルス幅をτとするとFM信号波が2Tの周期
を持つ時は、第７図１のような波形となり、その
周波数スペクトラムは周知のように、 Ａ／Ｔτ＋〓〓〓２Ａ／Ｔτｓｉｎ（πｎτ／Ｔ）／π
ｎτ／ＴCos ｎωｔ で表わされる。（ただしＡはパルスの高さ、ω＝
２π／Ｔである）一例としてτ＝Ｔ／２、の場合と２／
３Ｔの場 合の直流分に対するｎ＝１〜８次高調波の各リツ
プルの含有率を示すと表１のようになり、この表
を図で表わすと、第８図１となる。尚、第８図１
において実線はτ＝Ｔ／２、破線はτ＝２／３Ｔを示す
。
に関する。 従来、周波数変調信号（以下FM信号と略す）
の復調方式としては、FM信号波のゼロ交叉点ご
とに作成された振幅と時間幅が一定なパルス列を
低域波器に通すことによりベースバンド信号に
復調するゼロ交叉型復調方式が採用されている。
従来方式を以下に詳しく説明する。第１図は、従
来の方式を示すブロツク図であり、第２図は第１
図の各信号線上の波形図である。第１図におい
て、参照数字１０１はFM信号波の入力端子、参
照数字１０２は入力信号のゼロ交叉点ごとに細い
パルスを発生するパルス発生器、参照数字１０３
はパルスが入力されると、振幅と時間幅が一定な
パルスを発生する単安定回路、参照数字１０４は
低域波器、参照数字１０５はベースバンド信号
の出力端子である。第２図ａ〜ｄは第１図ａ〜ｄ
に示した信号線上の波形である。今、入力端子１
０１に第２図ａに示したFM信号波が入力される
と、パルス発生器１０２は第２図ｂに示すような
パルスを発生させ、このパルスによつて単安定回
路１０３をトリガする。単安定回路１０３は第２
図ｃに示した矩形波を発生させる。この矩形波を
低域波器１０４に入力すると第２図ｄに示すよ
うなベースバンド信号が得られる。しかしなが
ら、このような方式では低域波器としてデイジ
タル波器を使用すると、不都合が生じる。すな
わち、波器の入力信号が第２図ｃに示すように
矩形波であるため、その周波数スペクトラムは、
大きく広がつている。一方、デイジタル波器は
そのサンプリングの周波数で減衰が得られないの
で入力信号のスペクトラムの大きな広がりを考慮
して、サンプリング周波数を増大させる必要があ
る。したがつて、従来の方式では、デイジタル
波器を使用する場合は、サンプリング周波数を十
分高くするか、あるいはデイジタル波器の入力
側に簡単な構造のアナログ波器を挿入して予め
高調波を除くことが必要不可欠である。しかしな
がら、デイジタル波器のサンプリング周波数を
増大させることは波器の構成を複雑にするとい
う欠点を有し、また、アナログ波器を付加する
ことは、抵抗やコンデンサ等の受動素子を必要と
し、復調器を大形化するという欠点を有してい
る。 本発明の目的は上述の欠点を除去した周波数変
調信号復調装置を提供することにある。次に本発
明を図面を参照して詳細に説明する。第３図は本
発明の一実施例を示すブロツク図で、第４図Ａ〜
Ｄは第３図の各信号線上Ａ〜Ｄの信号の波形を示
す。第３図において参照数字３０１はFM信号波
が入力される入力端子、参照数字３０２は入力信
号のゼロ交叉点ごとに細いパルスを発生する第１
パルス発生器、参照数字３０３はパルスが入力さ
れると、振幅が時間とともに、３値以上に亘つて
変化するパルスを発生する第２パルス発生器、参
照数字３０４はデイジタル低域波器、参照数字
３０５は、ベースバンド信号の出力端子である。 第４図ｃに示された二乗余弦パルスは関数Ｆ
（ｔ）＝Ａ／２（１＋Cos２πｔ／τ）で与えられ、こ
のパル スの波形は第５図に示される。（Ａはパルスの高
さ）本発明においては、入力端子３０１にFM信
号波が入力されると、第１パルス発生器３０２は
FM信号波のゼロ交叉点ごとに第４図Ｂに示すよ
うな細いパルスを発生する。このパルスをスター
トパルスとして第２パルス発生器３０３は、第４
図ｃに示すようなパルス（この例では二乗余弦パ
ルス）を発生する。この信号をデイジタル低域
波器３０４に入力すれば、第４図Ｄに示すような
ベースバンド信号が得られる。第６図は第２パル
ス発生器３０３の具体的回路図である。第６図に
おいて、参照数字６０１は、第４図Ｂに示した
FM信号波のゼロ交叉点を示すパルスが入力され
る入力端子、参照数字６０２はFM信号波の周波
数に対して十分高い一定の周波数を持つクロツク
パルスが入力される入力端子、参照数字６０３は
クリア（Clear）端子にパルスが入力されると、
その出力をゼロにリセツトした後、クロツク
（Clok）端子に入力されるクロツクパルスの数を
計数するｋビツトのカウンタ、参照数字６０４は
ｋビツトの入力アドレスに対してｍビツトの内容
を出力する読出し専用メモリ（RoM）、参照数字
６０５および６０６は出力端子である。この回路
において、ROM６０４はｋビツトで表わされる
2k個の番地にｍビツトで表わされる関数値を記
憶している。カウンタ６０３は、Clear端子にゼ
ロ交叉点を生すパルスが入力されると、その出力
をゼロにリセツトした後、Clock端子に入力され
るパルスを次のゼロ交叉点を示すパルスが入力さ
れるまで計数するので、カウンタ出力は、時間と
ともに０から2k−１まで変化する。したがつ
て、ROM６０４が０番地（Ｎ＜２k-1）までに二
乗余弦パルスの値を、Ｎ番地から２k-1番地には
ゼロをそれぞれ記憶していればROM６０４の出
力は第４図ｃに示されるように変化する。 次に、本発明による効果を従来の方式と比較し
ながら説明する。従来の方式では、第１図の単安
定回路１０３の出力パルスは矩形波であるから、
そのパルス幅をτとするとFM信号波が2Tの周期
を持つ時は、第７図１のような波形となり、その
周波数スペクトラムは周知のように、 Ａ／Ｔτ＋〓〓〓２Ａ／Ｔτｓｉｎ（πｎτ／Ｔ）／π
ｎτ／ＴCos ｎωｔ で表わされる。（ただしＡはパルスの高さ、ω＝
２π／Ｔである）一例としてτ＝Ｔ／２、の場合と２／
３Ｔの場 合の直流分に対するｎ＝１〜８次高調波の各リツ
プルの含有率を示すと表１のようになり、この表
を図で表わすと、第８図１となる。尚、第８図１
において実線はτ＝Ｔ／２、破線はτ＝２／３Ｔを示す
。
【表】
【表】
一方、本発明の方式では、第３図の第２パルス
発生器３０３の出力である二乗余弦パルスのパル
ス幅をτとし、FM信号波が2Tの周期を持つ時
は、第７図２のような波形となり、その周波数ス
ペクトラムは、次のように計算される。二乗余弦
パルスの関数を Ｅ（ｔ）＝Ａ／２（１＋Cos２πｔ／τ） とすれば、直流レベルa0は a0＝τＡ／２Ｔ また第ｎ次のリツプルレベルαｎは
発生器３０３の出力である二乗余弦パルスのパル
ス幅をτとし、FM信号波が2Tの周期を持つ時
は、第７図２のような波形となり、その周波数ス
ペクトラムは、次のように計算される。二乗余弦
パルスの関数を Ｅ（ｔ）＝Ａ／２（１＋Cos２πｔ／τ） とすれば、直流レベルa0は a0＝τＡ／２Ｔ また第ｎ次のリツプルレベルαｎは
【式】
より
an＝Ａｓｉｎ（ｎπτ／Ｔ）／（ｎπτ／Ｔ）×（Ｔτ
／Ｔ２−ｎ２τ２） となる。この場合も、τ＝Ｔ／２、２／３Ｔの場合につ
い て直流分に対するｎ＝１〜８の各リツプルの含有
率を計算すれば、表２のように表わされ、これを
図示すれば第８図２となる。
／Ｔ２−ｎ２τ２） となる。この場合も、τ＝Ｔ／２、２／３Ｔの場合につ
い て直流分に対するｎ＝１〜８の各リツプルの含有
率を計算すれば、表２のように表わされ、これを
図示すれば第８図２となる。
【表】
ここで、矩形波パルスおよび二乗余弦パルスか
ら直流分を得るデイジタル低域波器を考える
と、その一般的な特性は第９図のように表わさ
れ、戸波器のサンプリング周波数Foの近傍では
減衰が得られない。したがつて、従来の方式によ
るτ＝Ｔ／２に相当する矩形波パルスをデイジタル 波器の入力とした場合には、例えばFM信号波の
14倍の周波数（ｎ＝７に相当する）をデイジタル
波器のサンプリング周波数に選んだとしてもｎ
＝７に相当するリツプルが減衰されずに出力され
るので、直流分に対するリツプルの割合、すなわ
ちＳ／Ｎは14.8（dB）しか得られない。なお、
第８図１から例えばｎ＝４とｎ＝５に相当する周
波数の中間の周波数をサンプリング周波数とすれ
ば、前述の問題は生じないように思えるが、ｎは
基本波（1/THz）に対する高調波の次数を示して
いるだけなので、FM信号波の周波数が変化すれ
ばＴが変化し、したがつて、各ｎに対応する周波
数値も変化するので、サンプリング周波数を常に
スペクトラムが発生しない値に選ぶことは不可能
なことは明らかである。一方τ＝Ｔ／２の二乗余弦パ ルスをデイジタル波器の入力とした場合には、
FM信号波の14培の周波数（ｎ＝７に相当する）
をデイジタル波器のサンプリング周波数に選べ
ば、ｎ＝７に相当するリツプルは、直流分に対し
て−35.9（dB）となり、Ｓ／Ｎは35.9（dB）と
なる。したがつて従来の方式に対するＳ／Ｎの改
善は35.9−14.8＝21.1（dB）となる。また、逆に
従来の方式でＳ／Ｎを35.9dB以上得るために
は、スペクトラムの計算式によりデイジタル波
器のサンプリング周波数をFM信号波の周波数の
158倍（ｎ＝79に相当する）としなければならな
いことがわかる。τ＝２／３Ｔの場合も、従来の方式 で、本発明と同等のＳ／Ｎを得るには、サンプリ
ング周波数を大きくしなければならないことは明
らかである。 以上のように、本発明ではデイジタル低域波
器の入力信号のスペクトラムが高い周波数で大き
く減衰しているので、従来の方式に比較して、
波器のサンプリング周波数を大幅に低くすること
ができる。（前述の例の場合は１４／１５８≒１／11.3
） なお、第２パルス発生器３０３の出力波形を二
乗余弦パルスとしたが、必要に応じて、三角波パ
ルス、余弦パルス、ガウス形パルス等を使用する
こともできる。
ら直流分を得るデイジタル低域波器を考える
と、その一般的な特性は第９図のように表わさ
れ、戸波器のサンプリング周波数Foの近傍では
減衰が得られない。したがつて、従来の方式によ
るτ＝Ｔ／２に相当する矩形波パルスをデイジタル 波器の入力とした場合には、例えばFM信号波の
14倍の周波数（ｎ＝７に相当する）をデイジタル
波器のサンプリング周波数に選んだとしてもｎ
＝７に相当するリツプルが減衰されずに出力され
るので、直流分に対するリツプルの割合、すなわ
ちＳ／Ｎは14.8（dB）しか得られない。なお、
第８図１から例えばｎ＝４とｎ＝５に相当する周
波数の中間の周波数をサンプリング周波数とすれ
ば、前述の問題は生じないように思えるが、ｎは
基本波（1/THz）に対する高調波の次数を示して
いるだけなので、FM信号波の周波数が変化すれ
ばＴが変化し、したがつて、各ｎに対応する周波
数値も変化するので、サンプリング周波数を常に
スペクトラムが発生しない値に選ぶことは不可能
なことは明らかである。一方τ＝Ｔ／２の二乗余弦パ ルスをデイジタル波器の入力とした場合には、
FM信号波の14培の周波数（ｎ＝７に相当する）
をデイジタル波器のサンプリング周波数に選べ
ば、ｎ＝７に相当するリツプルは、直流分に対し
て−35.9（dB）となり、Ｓ／Ｎは35.9（dB）と
なる。したがつて従来の方式に対するＳ／Ｎの改
善は35.9−14.8＝21.1（dB）となる。また、逆に
従来の方式でＳ／Ｎを35.9dB以上得るために
は、スペクトラムの計算式によりデイジタル波
器のサンプリング周波数をFM信号波の周波数の
158倍（ｎ＝79に相当する）としなければならな
いことがわかる。τ＝２／３Ｔの場合も、従来の方式 で、本発明と同等のＳ／Ｎを得るには、サンプリ
ング周波数を大きくしなければならないことは明
らかである。 以上のように、本発明ではデイジタル低域波
器の入力信号のスペクトラムが高い周波数で大き
く減衰しているので、従来の方式に比較して、
波器のサンプリング周波数を大幅に低くすること
ができる。（前述の例の場合は１４／１５８≒１／11.3
） なお、第２パルス発生器３０３の出力波形を二
乗余弦パルスとしたが、必要に応じて、三角波パ
ルス、余弦パルス、ガウス形パルス等を使用する
こともできる。
第１図は従来の方式を示すブロツク図、第２図
ａ〜ｄは第１図を説明するための波形図、第３図
は本発明の一実施例を示すブロツク図、第４図Ａ
〜Ｄは、第３図を説明するための波形図、第５図
は二乗余弦パルスの拡大波形図、第６図は第２パ
ルス発生器のブロツク図、第７図１，２は従来の
方式と本発明とを比較するための波形図、第８図
１，２は、従来の方式と本発明とを比較するため
のスペクトラムの図および第９図はデイジタル低
域波器の特性図である。第１図、第３図および
第６図において、１０１は入力端子、１０２はパ
ルス発生器、１０３は単安定回路、１０４は低域
波器、１０５は出力端子、３０１は入力端子、
３０２，３０３はパルス発生器、３０４は低域
波器、３０５は出力端子、６０１，６０２は入力
端子、６０３はカウンタ、６０４は読出し専用メ
モリ、６０５は出力端子である。
ａ〜ｄは第１図を説明するための波形図、第３図
は本発明の一実施例を示すブロツク図、第４図Ａ
〜Ｄは、第３図を説明するための波形図、第５図
は二乗余弦パルスの拡大波形図、第６図は第２パ
ルス発生器のブロツク図、第７図１，２は従来の
方式と本発明とを比較するための波形図、第８図
１，２は、従来の方式と本発明とを比較するため
のスペクトラムの図および第９図はデイジタル低
域波器の特性図である。第１図、第３図および
第６図において、１０１は入力端子、１０２はパ
ルス発生器、１０３は単安定回路、１０４は低域
波器、１０５は出力端子、３０１は入力端子、
３０２，３０３はパルス発生器、３０４は低域
波器、３０５は出力端子、６０１，６０２は入力
端子、６０３はカウンタ、６０４は読出し専用メ
モリ、６０５は出力端子である。
Claims (1)
- １ 周波数変調波のゼロ交叉点を検出してこのゼ
ロ交叉点でパルスを発生するパルス発生手段と、
このパルス発生手段の出力が入力され２乗余弦波
を発生する波形発生手段と、この波形発生手段の
出力が入力されるデイジタル低域フイルタとから
構成されたことを特徴とする周波数変調信号復調
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9799777A JPS5432057A (en) | 1977-08-15 | 1977-08-15 | Demodulator for frequency modulated signal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9799777A JPS5432057A (en) | 1977-08-15 | 1977-08-15 | Demodulator for frequency modulated signal |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5432057A JPS5432057A (en) | 1979-03-09 |
| JPS6147005B2 true JPS6147005B2 (ja) | 1986-10-17 |
Family
ID=14207293
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9799777A Granted JPS5432057A (en) | 1977-08-15 | 1977-08-15 | Demodulator for frequency modulated signal |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5432057A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3121444A1 (de) * | 1981-05-29 | 1982-12-16 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Verfahren und anordnung zum demodulieren von fsk-signalen |
-
1977
- 1977-08-15 JP JP9799777A patent/JPS5432057A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5432057A (en) | 1979-03-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4115738A (en) | Digital frequency shift signal demodulator | |
| JPS6147005B2 (ja) | ||
| EP0493607A1 (en) | Clock regenerating circuit | |
| US4633496A (en) | Low-pass filter circuit | |
| JPS6115610B2 (ja) | ||
| SE502813C2 (sv) | Metod och anordning vid analog-digitalomvandlare | |
| JP3091385B2 (ja) | 位相変調回路 | |
| JPS5915569B2 (ja) | 位相比較器 | |
| JPH0779163A (ja) | Ｄ／ａ変換回路 | |
| JPH023337B2 (ja) | ||
| JPH01243608A (ja) | 検波装置 | |
| JPH06188638A (ja) | Ｆｍ復調器 | |
| JPH073705Y2 (ja) | 遅延検波回路 | |
| KR940000929B1 (ko) | 디지틀 주파수 편이 키잉 복조회로 | |
| JPH06217337A (ja) | カラーバースト信号の利得検出方法及びその装置 | |
| JP2517035B2 (ja) | 周波数弁別回路 | |
| JPS59198054A (ja) | 自動周波数制御方式 | |
| JPS6179309A (ja) | Ｆｍ検波器 | |
| JPH0786835A (ja) | 周波数偶数逓倍回路並びにｆｍ復調回路 | |
| JPH0556090A (ja) | 波形整形回路 | |
| JPH05130060A (ja) | マルチプレツクス復調回路 | |
| JPS5912844Y2 (ja) | Ｆｓ信号復調装置 | |
| JPH0424901B2 (ja) | ||
| JPH06105917B2 (ja) | Ｆｓｋ検波回路 | |
| JPS61260745A (ja) | 復調回路 |