JPS6147450B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6147450B2 JPS6147450B2 JP1868480A JP1868480A JPS6147450B2 JP S6147450 B2 JPS6147450 B2 JP S6147450B2 JP 1868480 A JP1868480 A JP 1868480A JP 1868480 A JP1868480 A JP 1868480A JP S6147450 B2 JPS6147450 B2 JP S6147450B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- unbalanced
- wire line
- differential amplifier
- resistors
- impedance
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
- H04B1/54—Circuits using the same frequency for two directions of communication
- H04B1/58—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/03—Hybrid circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、不平衡２線式回線と不平衡４線式回
線とを接続する為の電子式ハイブリツト回路に関
するものである。
線とを接続する為の電子式ハイブリツト回路に関
するものである。
２線式回線と４線式回線とを接続する為のハイ
ブリツト回路は、従来は、ハイブリツドコイルに
より構成されるのが一般的であつた。このハイブ
リツドコイルは、磁心にコイルを巻回して構成す
るものであるから、小型化が困難であると共に、
巻線工程を含むので、製造コストの低減が容易で
ない欠点があつた。
ブリツト回路は、従来は、ハイブリツドコイルに
より構成されるのが一般的であつた。このハイブ
リツドコイルは、磁心にコイルを巻回して構成す
るものであるから、小型化が困難であると共に、
巻線工程を含むので、製造コストの低減が容易で
ない欠点があつた。
このような欠点を改善する為に、電子式ハイブ
リツド回路が提案されているが、高性能の差動増
幅器を多数必要とし、又バランスネツトワークの
インピーダンスが小さく、それにより、バランス
ネツトワークを構成するコンデンサの容量値が大
きくなるので、高価であると共に、実装上の問題
があつた。又このような電子式ハイブリツド回路
は、平衡２線式回線と不平衡４線式回線とを接続
する為のものであるから、不平衡２線式回線と不
平衡４線式回線とを接続するには不利であつた。
リツド回路が提案されているが、高性能の差動増
幅器を多数必要とし、又バランスネツトワークの
インピーダンスが小さく、それにより、バランス
ネツトワークを構成するコンデンサの容量値が大
きくなるので、高価であると共に、実装上の問題
があつた。又このような電子式ハイブリツド回路
は、平衡２線式回線と不平衡４線式回線とを接続
する為のものであるから、不平衡２線式回線と不
平衡４線式回線とを接続するには不利であつた。
本発明は、不平衡２線式回線と不平衡４線式回
線とを接続する為の電子式ハイブリツド回路に関
するもので、小型且つ経済的な構成とすることを
目的とするものである。
線とを接続する為の電子式ハイブリツド回路に関
するもので、小型且つ経済的な構成とすることを
目的とするものである。
以下図面を参照して本発明の実施例について説
明する。
明する。
図は本発明の実施例のブロツク図であり、１及
び２は不平衡４線式回線の入力端子及び出力端
子、３は不平衡２線式回線の入出力端子、４は第
１の差動増幅器、５はバランスネツトワーク、６
は第２の差動増幅器、Ｒ１〜Ｒ４、Ra，Rbは抵
抗、Zpは擬似負荷、Ｚは不平衡２線式回線のイ
ンピーダンスであつて、基本構成を示す。又右側
の５′は、抵抗値の変換を行つたバランスネツト
ワークであり、Ra′，Rb′はａ，ｂ間に直列に接
続した第１及び第２の抵抗、Zp′はｃ点と接地と
の間に接続した擬似負荷を示す。
び２は不平衡４線式回線の入力端子及び出力端
子、３は不平衡２線式回線の入出力端子、４は第
１の差動増幅器、５はバランスネツトワーク、６
は第２の差動増幅器、Ｒ１〜Ｒ４、Ra，Rbは抵
抗、Zpは擬似負荷、Ｚは不平衡２線式回線のイ
ンピーダンスであつて、基本構成を示す。又右側
の５′は、抵抗値の変換を行つたバランスネツト
ワークであり、Ra′，Rb′はａ，ｂ間に直列に接
続した第１及び第２の抵抗、Zp′はｃ点と接地と
の間に接続した擬似負荷を示す。
抵抗Ｒ４は、不平衡２線式回線との整合をとる
為の整合用抵抗であり、公称インピーダンスR0
（例えば、600Ω）に選定されている。この場合、
差動増幅器４の出力インピーダンスが小さいの
で、不平衡２線式回線は、公称インピーダンス
R0の抵抗Ｒ４により終端されることになる。又
抵抗Ｒ１〜Ｒ３は同一の抵抗値Ｒに設定されてい
る。又バランスネツトワーク５は、ａ，ｂ間に直
列接続された第１及び第２の抵抗Ra，Rbと、そ
の接続点ｃと接地との間に接続された擬似負荷
Zpとにより構成されている。
為の整合用抵抗であり、公称インピーダンスR0
（例えば、600Ω）に選定されている。この場合、
差動増幅器４の出力インピーダンスが小さいの
で、不平衡２線式回線は、公称インピーダンス
R0の抵抗Ｒ４により終端されることになる。又
抵抗Ｒ１〜Ｒ３は同一の抵抗値Ｒに設定されてい
る。又バランスネツトワーク５は、ａ，ｂ間に直
列接続された第１及び第２の抵抗Ra，Rbと、そ
の接続点ｃと接地との間に接続された擬似負荷
Zpとにより構成されている。
不平衡２線式回線の入出力端子３に入力された
信号は、第２の差動増幅器６の反転入力端子
（−）に抵抗Ｒ３を介して入力され、且つ非反転
入力端子（＋）に抵抗Ｒ４，Rb，Raを介して入
力される。その場合、第１の差動増幅器４の出力
インピーダンスは小さいので、入出力端子３は抵
抗Ｒ４によつて終端されていることになり、入出
力端子３から差動増幅器６の非反転入力端子
（＋）に加えられる信号レベルは、反転入力端子
（−）に加えられる信号レベルに比較して無視で
きる程度に小さいものとなる。従つて、不平衡２
線式回線の入出力端子３に入力された信号は、差
動増幅器６から不平衡４線式回線の出力端子２に
出力される。
信号は、第２の差動増幅器６の反転入力端子
（−）に抵抗Ｒ３を介して入力され、且つ非反転
入力端子（＋）に抵抗Ｒ４，Rb，Raを介して入
力される。その場合、第１の差動増幅器４の出力
インピーダンスは小さいので、入出力端子３は抵
抗Ｒ４によつて終端されていることになり、入出
力端子３から差動増幅器６の非反転入力端子
（＋）に加えられる信号レベルは、反転入力端子
（−）に加えられる信号レベルに比較して無視で
きる程度に小さいものとなる。従つて、不平衡２
線式回線の入出力端子３に入力された信号は、差
動増幅器６から不平衡４線式回線の出力端子２に
出力される。
又不平衡４線式回線の入力端子１に入力された
信号は、第１の差動増幅器４の非反転入力端子
（＋）に加えられ、非反転出力信号が抵抗Ｒ４を
介して不平衡２線回線の入出力端子３に出力さ
れ、又その非反転出力信号は、抵抗Ｒ４，Ｒ３を
介して差動増幅器６の反転入力端子（−）に加え
られると共に、抵抗Rb，Raを介して差動増幅器
６の非反転入力端子（＋）に加えられる。この差
動増幅器６の非反転入力端子（＋）と反転入力端
子（−）とに加えられる信号レベル及び位相が同
じ場合に、差動増幅器６の出力信号は零となるの
で、不平衡４線式回線の入力端子１に入力された
信号が出力端子２に出力されることを防止するこ
とができる。即ち、入力端子１から出力端子２へ
の回り込みを防止することができる。
信号は、第１の差動増幅器４の非反転入力端子
（＋）に加えられ、非反転出力信号が抵抗Ｒ４を
介して不平衡２線回線の入出力端子３に出力さ
れ、又その非反転出力信号は、抵抗Ｒ４，Ｒ３を
介して差動増幅器６の反転入力端子（−）に加え
られると共に、抵抗Rb，Raを介して差動増幅器
６の非反転入力端子（＋）に加えられる。この差
動増幅器６の非反転入力端子（＋）と反転入力端
子（−）とに加えられる信号レベル及び位相が同
じ場合に、差動増幅器６の出力信号は零となるの
で、不平衡４線式回線の入力端子１に入力された
信号が出力端子２に出力されることを防止するこ
とができる。即ち、入力端子１から出力端子２へ
の回り込みを防止することができる。
このような回り込み防止の条件は、不平衡２線
式回線の入出力端子３に於ける負荷条件を、バラ
ンスネツトワーク５のｃ点で実現させれば良く、
それにより、差動増幅器６の反転入力端子（−）
と非反転入力端子（＋）とに入力される差動増幅
器４の出力信号のレベル及び位相を一致させるこ
とができる。即ち、Ra＋Rb＝R3＋R4の関係であ
ると共に、Ra＝R3、Rb＝R4、Zp＝Ｚの関係と
することにより、回り込み防止の条件を満足する
ことができる。このような条件を、差動増幅器６
による回り込み防止の基本条件とするものであ
る。
式回線の入出力端子３に於ける負荷条件を、バラ
ンスネツトワーク５のｃ点で実現させれば良く、
それにより、差動増幅器６の反転入力端子（−）
と非反転入力端子（＋）とに入力される差動増幅
器４の出力信号のレベル及び位相を一致させるこ
とができる。即ち、Ra＋Rb＝R3＋R4の関係であ
ると共に、Ra＝R3、Rb＝R4、Zp＝Ｚの関係と
することにより、回り込み防止の条件を満足する
ことができる。このような条件を、差動増幅器６
による回り込み防止の基本条件とするものであ
る。
前述の基本条件の一例について示すと、不平衡
２線式回線の公称インピーダンスR0は、一般に
は600Ωであるから、整合用抵抗Ｒ４は600Ωに選
定される。又抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３は、同一抵抗
値の30KΩに選定され、バランスネツトワーク５
の抵抗Ra，Rbは、Ra＝R3、Rb＝R4の関係か
ら、30KΩ及び600Ωに選定され、又擬似負荷Zp
は不平衡２線式回線のインピーダンスＺと等しい
インピーダンスに選定される。
２線式回線の公称インピーダンスR0は、一般に
は600Ωであるから、整合用抵抗Ｒ４は600Ωに選
定される。又抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３は、同一抵抗
値の30KΩに選定され、バランスネツトワーク５
の抵抗Ra，Rbは、Ra＝R3、Rb＝R4の関係か
ら、30KΩ及び600Ωに選定され、又擬似負荷Zp
は不平衡２線式回線のインピーダンスＺと等しい
インピーダンスに選定される。
本発明は、前述の基本条件のRa＋Rb＝R3＋R4
の関係を維持しながら抵抗値を変換して、擬似負
荷のインピーダンスを不平衡２線式回線のインピ
ーダンスに比較して大きくできるようにしたもの
である。即ち、右側のバランスネツトワーク５′
に示すようにａ，ｂ間に直列に接続した第１及び
第２の抵抗Ra′，Rb′と、その接続点ｃと接地と
の間に接続した擬似負荷Zp′とからなる構成に於
いて、Ra′＋Rb′＝R3＋R4の関係を維持し、且
つ、Ra′＝Rb′の関係に選定して、差動増幅器６
の反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）と
に入力される差動増幅器４の出力信号レベルが等
しくなるように、即ち、回り込み防止ができるよ
うに、Zp′＞Ｚの関係に選定するものである。
の関係を維持しながら抵抗値を変換して、擬似負
荷のインピーダンスを不平衡２線式回線のインピ
ーダンスに比較して大きくできるようにしたもの
である。即ち、右側のバランスネツトワーク５′
に示すようにａ，ｂ間に直列に接続した第１及び
第２の抵抗Ra′，Rb′と、その接続点ｃと接地と
の間に接続した擬似負荷Zp′とからなる構成に於
いて、Ra′＋Rb′＝R3＋R4の関係を維持し、且
つ、Ra′＝Rb′の関係に選定して、差動増幅器６
の反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）と
に入力される差動増幅器４の出力信号レベルが等
しくなるように、即ち、回り込み防止ができるよ
うに、Zp′＞Ｚの関係に選定するものである。
前述のように、抵抗Ｒ３を30KΩ、抵抗Ｒ４を
600Ωとした場合、基本条件のR3＋R4＝Ra′＋
Rb′＝30.6〔ＫΩ〕の関係を維持して、Ra′＝
Rb′＝15.3KΩに選定するものである。このよう
に抵抗Ra′，Rb′を選定することにより、擬似負
荷Zp′を不平衡２線式回線のインピーダンスＺの
約19倍のインピーダンスとすることができた。従
つて、擬似負荷Zp′を構成するコンデンサの容量
を小さくすることが可能となる。
600Ωとした場合、基本条件のR3＋R4＝Ra′＋
Rb′＝30.6〔ＫΩ〕の関係を維持して、Ra′＝
Rb′＝15.3KΩに選定するものである。このよう
に抵抗Ra′，Rb′を選定することにより、擬似負
荷Zp′を不平衡２線式回線のインピーダンスＺの
約19倍のインピーダンスとすることができた。従
つて、擬似負荷Zp′を構成するコンデンサの容量
を小さくすることが可能となる。
以上説明したように、本発明に、不平衡４線式
回線と不平衡２線式回線とを接続する為の電子式
ハイブリツド回路に於いて、バランスネツトワー
ク５′を構成する第１及び第２の抵抗Ra′及び
Rb′を、Ra′＋Rb′＝R3＋R4の関係を維持し、且
つRa′＝Rb′として、第２の差動増幅器６による
回り込み防止ができるように、擬似負荷Zp′を、
不平衡２線式回線のインピーダンスＺより大きく
したものであり、能動回路としては、第１及び第
２の差動増幅器４，６のみとなるので、廉価の構
成となる。又擬似負荷Zp′のインピーダンスを大
きくできるから、その擬似負荷Zp′を構成するコ
ンデンサの容量を小さくすることができ、小型化
が可能となる。又差動増幅器４，６や抵抗等を含
めて集積回路化することが容易であるから、不平
衡２線式回線と不平衡４線式回線とを接続する為
の電子式ハイブリツド回路を、小型且つ経済的な
構成とすることができる利点がある。
回線と不平衡２線式回線とを接続する為の電子式
ハイブリツド回路に於いて、バランスネツトワー
ク５′を構成する第１及び第２の抵抗Ra′及び
Rb′を、Ra′＋Rb′＝R3＋R4の関係を維持し、且
つRa′＝Rb′として、第２の差動増幅器６による
回り込み防止ができるように、擬似負荷Zp′を、
不平衡２線式回線のインピーダンスＺより大きく
したものであり、能動回路としては、第１及び第
２の差動増幅器４，６のみとなるので、廉価の構
成となる。又擬似負荷Zp′のインピーダンスを大
きくできるから、その擬似負荷Zp′を構成するコ
ンデンサの容量を小さくすることができ、小型化
が可能となる。又差動増幅器４，６や抵抗等を含
めて集積回路化することが容易であるから、不平
衡２線式回線と不平衡４線式回線とを接続する為
の電子式ハイブリツド回路を、小型且つ経済的な
構成とすることができる利点がある。
図は本発明の実施例のブロツク図である。
１，２は不平衡４線式回線の入力端子及び出力
端子、３は不平衡２線式回線の入出力端子、４は
第１の差動増幅器、５，５′はバランスネツトワ
ーク、６は第２の差動増幅器、Ｒ１〜Ｒ３は抵
抗、Ｒ４は整合用抵抗、Ra，Ra′は第１の抵抗、
Rb，Rb′は第２の抵抗、Zp，Zp′は擬似負荷、Ｚ
は不平衡２線式回線のインピーダンスである。
端子、３は不平衡２線式回線の入出力端子、４は
第１の差動増幅器、５，５′はバランスネツトワ
ーク、６は第２の差動増幅器、Ｒ１〜Ｒ３は抵
抗、Ｒ４は整合用抵抗、Ra，Ra′は第１の抵抗、
Rb，Rb′は第２の抵抗、Zp，Zp′は擬似負荷、Ｚ
は不平衡２線式回線のインピーダンスである。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 不平衡４線式回線の入力信号に応答して不平
衡２線式回線に整合用抵抗Ｒ４を介して信号を送
出する第１の差動増幅器４と、前記不平衡２線式
回線の入力信号を抵抗Ｒ３を介して一方の入力と
し、前記第１の差動増幅器４の出力をバランスネ
ツトワーク５を介して他方の入力として、不平衡
４線式回線に信号を送出する第２の差動増幅器６
とを備え、 前記バランスネツトワーク５は、直列接続の第
１及び第２の抵抗Ra，Rbと、該第１及び第２の
抵抗Ra，Rbの接続点と接地との間に接続した擬
似負荷Zpとを有し、 前記２線式回線のインピーダンスをＺとして、 Ra＋Rb＝R3＋R4、 Ra＝R3、 Rb＝R4、 Zp＝Ｚ の関係を前記第２の差動増幅器６による回り込み
防止の基本条件とした電子式ハイブリツド回路に
於いて、 前記バランスネツトワーク５の第１及び第２の
抵抗Ra，RbをRa′，Rb′、擬似負荷ZpをZp′とし
て、 Ra′＋Rb′＝R3＋R4 の関係を維持し、且つ Ra′＝Rb′ Zp′＞Ｚ の関係として、前記第２の差動増幅器６による回
り込み防止を行うように、前記バランスネツトワ
ーク５の第１及び第２の抵抗と擬似負荷のインピ
ーダンスとを選定したことを特徴とする電子式ハ
イブリツド回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1868480A JPS56115041A (en) | 1980-02-18 | 1980-02-18 | Electronic hybrid circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1868480A JPS56115041A (en) | 1980-02-18 | 1980-02-18 | Electronic hybrid circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56115041A JPS56115041A (en) | 1981-09-10 |
| JPS6147450B2 true JPS6147450B2 (ja) | 1986-10-20 |
Family
ID=11978429
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1868480A Granted JPS56115041A (en) | 1980-02-18 | 1980-02-18 | Electronic hybrid circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56115041A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6361559U (ja) * | 1986-10-14 | 1988-04-23 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5869132A (ja) * | 1981-10-20 | 1983-04-25 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 電子化ハイブリツド回路 |
| JPS61216531A (ja) * | 1985-02-21 | 1986-09-26 | Fujitsu Ltd | 二線四線変換回路 |
-
1980
- 1980-02-18 JP JP1868480A patent/JPS56115041A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6361559U (ja) * | 1986-10-14 | 1988-04-23 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56115041A (en) | 1981-09-10 |
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