JPS6148224A - 高周波信号受信用可変容量同調回路 - Google Patents
高周波信号受信用可変容量同調回路Info
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- JPS6148224A JPS6148224A JP59170608A JP17060884A JPS6148224A JP S6148224 A JPS6148224 A JP S6148224A JP 59170608 A JP59170608 A JP 59170608A JP 17060884 A JP17060884 A JP 17060884A JP S6148224 A JPS6148224 A JP S6148224A
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- JP
- Japan
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- circuit
- tuning
- band
- varactor diode
- variable capacitance
- Prior art date
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- Granted
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J3/00—Continuous tuning
- H03J3/02—Details
- H03J3/16—Tuning without displacement of reactive element, e.g. by varying permeability
- H03J3/18—Tuning without displacement of reactive element, e.g. by varying permeability by discharge tube or semiconductor device simulating variable reactance
- H03J3/185—Tuning without displacement of reactive element, e.g. by varying permeability by discharge tube or semiconductor device simulating variable reactance with varactors, i.e. voltage variable reactive diodes
Landscapes
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はテレビジョン受像機に用いられ、妨害排除能力
雑音特性の（ｌｎ＊多チャンネル受信可能な高周波信号
受信用可変容量同調回路に関するものである。
雑音特性の（ｌｎ＊多チャンネル受信可能な高周波信号
受信用可変容量同調回路に関するものである。
従来例の構成とその問題点
ケーブルテレビジョンを含めた多チヤンネル受信用テレ
ビジョンチューナの例でもって説明する。
ビジョンチューナの例でもって説明する。
北米又はベルギー等欧州においては、多チヤンネルケー
ブルテレビジョンが発達ｊ−ており今尚、放送チャンネ
ル数の拡大が増進している。このためテレビジョンチコ
−−すのＶＨＦ受信チャンネル数は増大さｎてきており
、現在もより多くのヂャ ゛ンネル受信可能な高性能
テレビジョンチー−すが必要とさｎている。従来、多チ
ヤンネル受信可能なテレビジョンチコ−−す用の同調回
路は、第１図のａ ％ Ｃに示すａ方式、ｂ方式、Ｃ方
式の３種類の方式が主に実用化さ扛ている。
ブルテレビジョンが発達ｊ−ており今尚、放送チャンネ
ル数の拡大が増進している。このためテレビジョンチコ
−−すのＶＨＦ受信チャンネル数は増大さｎてきており
、現在もより多くのヂャ ゛ンネル受信可能な高性能
テレビジョンチー−すが必要とさｎている。従来、多チ
ヤンネル受信可能なテレビジョンチコ−−す用の同調回
路は、第１図のａ ％ Ｃに示すａ方式、ｂ方式、Ｃ方
式の３種類の方式が主に実用化さ扛ている。
ａ方式は、可変容量比の大きなバラクタダイオード１を
用い、このバラクタダイオード１に並列に同調用コイル
２を接続した回路である。
用い、このバラクタダイオード１に並列に同調用コイル
２を接続した回路である。
ｂ方式は、ａ方式の回路とアンプ、ミキサー回 。
路などの回路との接続端（受電端もしくは給電端）５に
バラクタダイオード１を用いた回路である。
バラクタダイオード１を用いた回路である。
Ｃの方式は、ａ方式の回路のバラク多ダイオード１と同
調用コイル２との間にもう１つの可変容量比の大きなバ
ラクタダイオード１“を用いた回路である。この時、受
電端もしくは給電端５は、バラクタダイオード１とバラ
クタダイオード１〃との接続点である。
調用コイル２との間にもう１つの可変容量比の大きなバ
ラクタダイオード１“を用いた回路である。この時、受
電端もしくは給電端５は、バラクタダイオード１とバラ
クタダイオード１〃との接続点である。
この３種類において、可能な受信チャンネル数つまり電
子チューナに用いた時の可変容量比を比較すると、同一
バラクタダイオードを使用した際ａ方式よりもｂ方式、
ｂ方式よりもＣ方式が大きく、Ｃ方式が最も多チヤンネ
ル受信に適しているといえる。
子チューナに用いた時の可変容量比を比較すると、同一
バラクタダイオードを使用した際ａ方式よりもｂ方式、
ｂ方式よりもＣ方式が大きく、Ｃ方式が最も多チヤンネ
ル受信に適しているといえる。
ここでＶＨＦ６０チャンネル以上受信可能なテレビジョ
ンチー−すを設計した場合ａもしくはｂ方式を用いた電
子チューナは第２図Ａ、Ｂのような１系列４バンド又は
２系列３バンド構成となり、Ｃ方式を用いた電子チュー
ナは第２図Ｃのような１系列３バンドの構成で可能とな
る一０第２図Ａ、Ｂ、Ｃにおいて、６はＶＨＦアンテナ
入力端子、７はアンテナ同調回路、８はアンプ回路、９
は段間複同調回路、１ｏはミキサー回路、１１は局部発
振回路、１２はＩＦ同調回路、１３ばＩＦ出力端子を示
している・ このため、ａもしくはｂ方式を用いたチューナは、部品
点数が増大しチューナ形状は拡大する。
ンチー−すを設計した場合ａもしくはｂ方式を用いた電
子チューナは第２図Ａ、Ｂのような１系列４バンド又は
２系列３バンド構成となり、Ｃ方式を用いた電子チュー
ナは第２図Ｃのような１系列３バンドの構成で可能とな
る一０第２図Ａ、Ｂ、Ｃにおいて、６はＶＨＦアンテナ
入力端子、７はアンテナ同調回路、８はアンプ回路、９
は段間複同調回路、１ｏはミキサー回路、１１は局部発
振回路、１２はＩＦ同調回路、１３ばＩＦ出力端子を示
している・ このため、ａもしくはｂ方式を用いたチューナは、部品
点数が増大しチューナ形状は拡大する。
また、４バンド構成はテレビジョンの選局切換回路の部
品点数も増大することになる。
品点数も増大することになる。
しかし、Ｃ方式においても今後の受信チャンネルの拡大
に対応するだめには可変容量が少なくこれより多チヤン
ネル受信が可能となるテレビジョンチューナ用同調回路
が必要とされている。
に対応するだめには可変容量が少なくこれより多チヤン
ネル受信が可能となるテレビジョンチューナ用同調回路
が必要とされている。
丑だ、ＶＨＦｌ ２チヤンネル程の受信チューナと比較
すると、多チヤンネル受信のためイメージ周波数トラッ
プを入れることが困難であり、イメージ妨害比が劣って
いる。まだ、雑音指数も高くより憂れた同調回路が望ま
れている。
すると、多チヤンネル受信のためイメージ周波数トラッ
プを入れることが困難であり、イメージ妨害比が劣って
いる。まだ、雑音指数も高くより憂れた同調回路が望ま
れている。
発明の目的
本発明は、従来実用的に浸れている前記テレビジョンチ
ューナ用同調回路Ｃ方式の欠点を解決するもので、受信
チャンネル数の拡大と選択度特性雑音特性の改善を目的
とするものである。
ューナ用同調回路Ｃ方式の欠点を解決するもので、受信
チャンネル数の拡大と選択度特性雑音特性の改善を目的
とするものである。
発明の構成
上記目的を達成するために本発明の高周波信号受信用可
変容量同調Ｎ路は、２個のバラクタダイオードの一端を
それぞれ接地し、これらバラクタダイオード各々の他端
間を同調用コイルで接続し６ ペーノ た構成とし、この構成とすることにより受信チャンネル
数の拡大と選択度特性、雑音特性の改善が図れることに
なる。
変容量同調Ｎ路は、２個のバラクタダイオードの一端を
それぞれ接地し、これらバラクタダイオード各々の他端
間を同調用コイルで接続し６ ペーノ た構成とし、この構成とすることにより受信チャンネル
数の拡大と選択度特性、雑音特性の改善が図れることに
なる。
実施例の説明
本発明は、テレビジョンチューナ用同調回路の主となる
素子が第３図Ａのように、バラクタダイオード１４．１
５の２個と同調用コイル２が１個により形成されるもの
であり、かつ２個のバラクタダイオード１４．１５のそ
れぞれの１端が接地され、これらのバラクタダイオード
１４．１５の各々の他端間に同調用コイル２が接続され
る回路である。なお、図中３，４は素子接続端子、５は
受電または給電端子である。
素子が第３図Ａのように、バラクタダイオード１４．１
５の２個と同調用コイル２が１個により形成されるもの
であり、かつ２個のバラクタダイオード１４．１５のそ
れぞれの１端が接地され、これらのバラクタダイオード
１４．１５の各々の他端間に同調用コイル２が接続され
る回路である。なお、図中３，４は素子接続端子、５は
受電または給電端子である。
そして、第３図Ｂのように受電端子もしくは給電端子５
が接続されるバラクタダイオード１４の他のバラクタダ
イオード１５の接地側端子に第２バンド、第３バンド用
同調コイル１γ、１９を接続して接地をおこない、両バ
ラクタダイオード１４．１５の他端に第１バンド用同調
コイル１６を接続し２バンド、３バンド代が可能となる
同調回路である。
が接続されるバラクタダイオード１４の他のバラクタダ
イオード１５の接地側端子に第２バンド、第３バンド用
同調コイル１γ、１９を接続して接地をおこない、両バ
ラクタダイオード１４．１５の他端に第１バンド用同調
コイル１６を接続し２バンド、３バンド代が可能となる
同調回路である。
丑だ、これらの回路において受電端子もしくは給電端子
６が接続されるバラクタダイオード１４に他方のバラク
タダイオード１５の可変容量トヒよりも小さなものを用
いた同調回路である。なお、１８は第１バンド同調用ス
イッチング回路、２゜は第２バンド同調用スイッチング
回路を示している。
６が接続されるバラクタダイオード１４に他方のバラク
タダイオード１５の可変容量トヒよりも小さなものを用
いた同調回路である。なお、１８は第１バンド同調用ス
イッチング回路、２゜は第２バンド同調用スイッチング
回路を示している。
同調回路の組立又は実装を考えた場合、回路には、
（１）受電端子もしくは給電端子６に接続される回路の
容量、 （２）素子端子間の容量、 （３）素子接続端子とアース間との容量、が付加され電
子チューナ同調回路の可変容量比が小さくなる。
容量、 （２）素子端子間の容量、 （３）素子接続端子とアース間との容量、が付加され電
子チューナ同調回路の可変容量比が小さくなる。
ここで従来の第１図のＣ方式と本発明の回路方式である
第３図Ａとを比較すると、上記３種類の容量値は同等で
ある。ところが第１図のＣ方式又は第３図Ａの素子接続
端子３とアース間との容量値が同調回路可変容量比に与
える影響のみが異なってくる。
第３図Ａとを比較すると、上記３種類の容量値は同等で
ある。ところが第１図のＣ方式又は第３図Ａの素子接続
端子３とアース間との容量値が同調回路可変容量比に与
える影響のみが異なってくる。
第１図のＣ方式、第３図Ａの素子接続端子３とアース間
との容量値をＣｂとすると、等価回路として第４図Ａ、
Ｂとなる。図中２１がｃｂである。
との容量値をＣｂとすると、等価回路として第４図Ａ、
Ｂとなる。図中２１がｃｂである。
従来の回路Ｃ方式における可変容量比ＮＡば２個のバラ
クタダイオードを同一とすればで与えられる。
クタダイオードを同一とすればで与えられる。
ＣＬは第４図のバラクタダイオード１の最低印加電圧時
におけるバラクタダイオード端子間容量である。ＣＨは
最高印加電圧時におけるバラクタダイオード端子間容量
である。
におけるバラクタダイオード端子間容量である。ＣＨは
最高印加電圧時におけるバラクタダイオード端子間容量
である。
ＣＬとＣＨとの関係はほぼ一定であるからＣＬ二ｎｃＨ
とすれば、
となる。
９ ・ −
また、本発明の回路においては、可変容量比ＮＢは
で与えられる。
ここで、ＮＢ／ＮＡを算出すると
ｎ ＣＨ＞ Ｃｂ
であるから
となる。ゆえに
ＮＢ＞ＮＡ
となり、よって本発明の回路は、従来の回路Ｃ方式より
可変容量比が大きく周波数可変範囲が広がり受信チャン
ネル数が多くなる。
可変容量比が大きく周波数可変範囲が広がり受信チャン
ネル数が多くなる。
同様に同調回路の組立てを考えた場合、特に多用されて
いるプリント基板による配線では、顕著に現われるが回
路には （１）受電端子もしくは給電端子に接続される回路のコ
ンダクタンス、 １ｏ ベーン （２）素子端子間のコンダクタンス、 （３）素子接続端子とアース間とのコンダクタンス、が
付加され、同調回路の共振の鋭さＱが小さくなる。
いるプリント基板による配線では、顕著に現われるが回
路には （１）受電端子もしくは給電端子に接続される回路のコ
ンダクタンス、 １ｏ ベーン （２）素子端子間のコンダクタンス、 （３）素子接続端子とアース間とのコンダクタンス、が
付加され、同調回路の共振の鋭さＱが小さくなる。
ここで、従来の第１図のＣ方式と本発明の回路方式第３
図Ａとを比較すると、上記３種類のコンダクタンスは同
等である。ところが第１図のＣ方式又は第３図Ａの素子
接続端子３とアース間とのコンダクタンスが同調回路の
Ｑに与える影響のみが異なってぐる。
図Ａとを比較すると、上記３種類のコンダクタンスは同
等である。ところが第１図のＣ方式又は第３図Ａの素子
接続端子３とアース間とのコンダクタンスが同調回路の
Ｑに与える影響のみが異なってぐる。
第１図のＣ方式、第３図Ａの素子接続端子３とアース間
とのコンダクタンスを１．その他のコンダクタンスをＧ
とすると、等価回路として第５図Ａ、Ｂとなる。
とのコンダクタンスを１．その他のコンダクタンスをＧ
とすると、等価回路として第５図Ａ、Ｂとなる。
第５図Ａ、Ｂにおいて、２２は受電端子もしくは給電端
子５に接続される回路のコンダクタンス。
子５に接続される回路のコンダクタンス。
素子端子間のコンダクタンス及び素子接続端子４とアー
ス間のコンダクタンス、２３は素子接続端子３とアース
間のコンダクタンスである。
ス間のコンダクタンス、２３は素子接続端子３とアース
間のコンダクタンスである。
従来の回路Ｃ方式の第５図Ａにおける受電端子もしくは
給電端子５から見た同調回路のアドミタンスＹＡは、 で与えられる。また同調周波数ＷＯにおけるアドミタン
スＹＡＯの実数部ＧＡＯを求めるとｑが比較的小さいの
で ＷＯ＝− Ｃ で与えられるから また、本発明の回路方式第６図Ｂにおける受電端子もし
くは給電端子５から見た同調回路のアドミタンスＹＢは で与えられ同調周波数ＷＯにおけるアドミタンスＹＢ○
の実数部ＧＢＯを求めると ここでＧＡＯ−ＧＢＯを算出すると ゆえにＧＡＯ＞ＧＢＯｘって本発明の同調回路のＱは従
来の同調回路Ｃ方式のＱより高く選択度特性が優れてい
る。
給電端子５から見た同調回路のアドミタンスＹＡは、 で与えられる。また同調周波数ＷＯにおけるアドミタン
スＹＡＯの実数部ＧＡＯを求めるとｑが比較的小さいの
で ＷＯ＝− Ｃ で与えられるから また、本発明の回路方式第６図Ｂにおける受電端子もし
くは給電端子５から見た同調回路のアドミタンスＹＢは で与えられ同調周波数ＷＯにおけるアドミタンスＹＢ○
の実数部ＧＢＯを求めると ここでＧＡＯ−ＧＢＯを算出すると ゆえにＧＡＯ＞ＧＢＯｘって本発明の同調回路のＱは従
来の同調回路Ｃ方式のＱより高く選択度特性が優れてい
る。
このことは、損失が少ないことであり、雑音特性も優れ
ていることが言える。
ていることが言える。
また、テレビチューナ回路では、同調回路の受電端子も
しくは給電端子にＲＦアンプ又は、ミキサー回路が接続
される。
しくは給電端子にＲＦアンプ又は、ミキサー回路が接続
される。
ここで現在、混変調特性がぼれているために多用されて
いるＭＯＳ−ＦＥＴをＲＦアンプ、ミキサー回路に使用
したチー−すにおいて受電端子もしくは、給電端子が接
続される第３図のバラクタダイオード１４を可変容量比
の大きなもの（第７図の１３ １、−。
いるＭＯＳ−ＦＥＴをＲＦアンプ、ミキサー回路に使用
したチー−すにおいて受電端子もしくは、給電端子が接
続される第３図のバラクタダイオード１４を可変容量比
の大きなもの（第７図の１３ １、−。
＝９程度のダイオード、これをＨｉ −Ｎ比バラクタダ
イオードと呼ぶ）を使用した同調回路のチューナと、こ
れより可変容量比が平方程度のもの（第７図の２７に示
すようＫ Ｎ ＝ ５程度のダイオードこれをノーマル
Ｎ比バラクタダイオードと呼ぶ）を使用した同調回路の
チー−すとの雑音指数を実測すると、第６図となる。第
６図において、２４はＨｉ −Ｎ比バラクタダイオード
を使用した場合の雑音特性、２５は受電端子もしくは給
電端子５に接続されるバラクタダイオードにノーマルＮ
比のものを使用した場合の雑音特性である。
イオードと呼ぶ）を使用した同調回路のチューナと、こ
れより可変容量比が平方程度のもの（第７図の２７に示
すようＫ Ｎ ＝ ５程度のダイオードこれをノーマル
Ｎ比バラクタダイオードと呼ぶ）を使用した同調回路の
チー−すとの雑音指数を実測すると、第６図となる。第
６図において、２４はＨｉ −Ｎ比バラクタダイオード
を使用した場合の雑音特性、２５は受電端子もしくは給
電端子５に接続されるバラクタダイオードにノーマルＮ
比のものを使用した場合の雑音特性である。
各バンドのローエンドチャンネルにおいて２ｄＢ程度ノ
ーマルＮ比バラクタダイオードを使用した同調回路のチ
ー−すが浸れている。
ーマルＮ比バラクタダイオードを使用した同調回路のチ
ー−すが浸れている。
これは、Ｈｉ−Ｎ比バラクタダイオードとノーマルＮ比
バラクタダイオードとの端子間容量が特に低い印加電圧
において異なることによる。各々のバラクタダイード端
子間容量は、代表値を上げ１４ ベーン ると第７図のようになる。印加電圧ＶＲ：１［Ｖ、：１
においては、 Ｈｉ −Ｎ比バラクタダイオード；約４０ ｐ Ｆノー
マルＮ比バラクタダイオード；約２０ｐＦであり、２倍
程度の差がある。これに対し、ＭＯＳ−ＦＥＴの入出力
容量２８は、第８図のように約１〜６ｐＦである。この
だめ同調回路とのミス・マツチングによる損失の差が発
生し雑音指数の差となる。第８図の２９はＭＯＳ−ＦＥ
Ｔの出力容量特性を示す。
バラクタダイオードとの端子間容量が特に低い印加電圧
において異なることによる。各々のバラクタダイード端
子間容量は、代表値を上げ１４ ベーン ると第７図のようになる。印加電圧ＶＲ：１［Ｖ、：１
においては、 Ｈｉ −Ｎ比バラクタダイオード；約４０ ｐ Ｆノー
マルＮ比バラクタダイオード；約２０ｐＦであり、２倍
程度の差がある。これに対し、ＭＯＳ−ＦＥＴの入出力
容量２８は、第８図のように約１〜６ｐＦである。この
だめ同調回路とのミス・マツチングによる損失の差が発
生し雑音指数の差となる。第８図の２９はＭＯＳ−ＦＥ
Ｔの出力容量特性を示す。
しかし、同調回路２個のバラクタダイオードにノーマル
Ｎ比バラクタダイオードを使用すれば、必然的に同調回
路の可変容量比が約ず減するため多チヤンネル受信が不
可能となってしまう。
Ｎ比バラクタダイオードを使用すれば、必然的に同調回
路の可変容量比が約ず減するため多チヤンネル受信が不
可能となってしまう。
そこで、本発明の同調回路の第３図のバラクタダイオー
ド１４にノーマルＮ比バラクタダイオードを使用し、バ
ラクタダイオード１５にＨｉ −Ｎ比バラクタダイオー
ドを使用することにより可変容量比の減少をかなり押え
、かつ雑音指数の優れた同調回路となる。
ド１４にノーマルＮ比バラクタダイオードを使用し、バ
ラクタダイオード１５にＨｉ −Ｎ比バラクタダイオー
ドを使用することにより可変容量比の減少をかなり押え
、かつ雑音指数の優れた同調回路となる。
バラクタダイオード１４には受電端子もしくけ給電端子
５に接続される回路の容創が伺加されて因るため可変容
量比の減少が小さい。
５に接続される回路の容創が伺加されて因るため可変容
量比の減少が小さい。
つまり、第３図のバラクタダイオード１５は、多チヤン
ネル受信のために可変容量比の大きなものを使用し、バ
ラクタダイオード１４は、雑音特性改善のだめバラクタ
ダイオード１６の可変容量比より小さいものを使用する
ことにより雑音特性及び選択度特性の滑れた多チヤンネ
ル受信用同調回路が形成される。
ネル受信のために可変容量比の大きなものを使用し、バ
ラクタダイオード１４は、雑音特性改善のだめバラクタ
ダイオード１６の可変容量比より小さいものを使用する
ことにより雑音特性及び選択度特性の滑れた多チヤンネ
ル受信用同調回路が形成される。
本発明の同調回路を多チヤンネルケーブルテレビジョン
チューナに使用することにより前記従来の回路Ｃ方式の
チューナより最大受信チャンネルが２１０ Ｌｆ＆以−
トである５ｕｐｅｒ 、 Ｈｙｐｅｒバンドにおいて、
６チヤンネル（３０市）増加し、また選択度特性の改善
がばかられたため、第９図に示すように従来の特性３０
に比べて本発明の特性３１のイメージ妨害比が６ｄＢ改
善されたチューナを作成することができ、今後のチャン
ネル拡大に対応可能となった。
チューナに使用することにより前記従来の回路Ｃ方式の
チューナより最大受信チャンネルが２１０ Ｌｆ＆以−
トである５ｕｐｅｒ 、 Ｈｙｐｅｒバンドにおいて、
６チヤンネル（３０市）増加し、また選択度特性の改善
がばかられたため、第９図に示すように従来の特性３０
に比べて本発明の特性３１のイメージ妨害比が６ｄＢ改
善されたチューナを作成することができ、今後のチャン
ネル拡大に対応可能となった。
また、従来の回路Ｃ方式のチー−すと同一受信チャンネ
ル数とした場合は、同調回路のＱか高くなることによる
損失低減と共に可変容量比が大きくなるため、ハイエン
ドチャネルの同調電圧を同一に設定することにより、ロ
ーエンドチャンネルの同調電圧が上昇し、よって雑音特
性を１．５ｄＢ改善することができた。
ル数とした場合は、同調回路のＱか高くなることによる
損失低減と共に可変容量比が大きくなるため、ハイエン
ドチャネルの同調電圧を同一に設定することにより、ロ
ーエンドチャンネルの同調電圧が上昇し、よって雑音特
性を１．５ｄＢ改善することができた。
そして、本発明の同調回路の受電端子もしくは給電端子
に接続されるバラクタダイオードに他方のバラクタダイ
オードの可変容量比よりも小さなものを使用した回路を
採用することにより、ＶＨＦ１系列３バンド方式にて雑
音特性１選択度特性の優れた北米向はケーブルテレビジ
ョン用１３９チヤンネル（内ＶＨＦチャンネル数は６９
チヤンネル）電子チー−すを実現することができた。こ
のチューナの受信チャンネルとバンドを第１０図に表わ
す。
に接続されるバラクタダイオードに他方のバラクタダイ
オードの可変容量比よりも小さなものを使用した回路を
採用することにより、ＶＨＦ１系列３バンド方式にて雑
音特性１選択度特性の優れた北米向はケーブルテレビジ
ョン用１３９チヤンネル（内ＶＨＦチャンネル数は６９
チヤンネル）電子チー−すを実現することができた。こ
のチューナの受信チャンネルとバンドを第１０図に表わ
す。
丑だアンテナ及び段間複同調回路の結線図を第１７、
同調用コイル、３４はアンテナ回路バンド■同調コイル
、３５はアンテナ回路バンド用同調用コイル、３６はＨ
ｉ −Ｎ比バラクタダイオ〜ド、３７はノーマルＮ比バ
ラクタダイオード、３８はアンプ用ＭＯ８−ＦＥＴ、３
９は段間−次バンド■同調用コイル、４０は段間二次バ
ンドＩ同調用コイル、４１は股間−次バンド■同調用コ
イル、４２は段間二次バンド■同調用コイル、４３は段
間−次バンド■同調用コイル、４４は段間二次バンドｍ
ＰＪ ｍ 、ｆｆｌ コイル、４５ ｔｄ ミ＋ シ
ンク用ＭＯ３−ＦＥＴを示している。また前記従来同調
回路のＣ方式においても同様に受電端子もしくは給電端
子に接続されるバラクタダイオードに他方より可変容量
比の小さなものを用いることＫより、雑音特性の優れた
テレビジョンチューナを作成することができる。
、３５はアンテナ回路バンド用同調用コイル、３６はＨ
ｉ −Ｎ比バラクタダイオ〜ド、３７はノーマルＮ比バ
ラクタダイオード、３８はアンプ用ＭＯ８−ＦＥＴ、３
９は段間−次バンド■同調用コイル、４０は段間二次バ
ンドＩ同調用コイル、４１は股間−次バンド■同調用コ
イル、４２は段間二次バンド■同調用コイル、４３は段
間−次バンド■同調用コイル、４４は段間二次バンドｍ
ＰＪ ｍ 、ｆｆｌ コイル、４５ ｔｄ ミ＋ シ
ンク用ＭＯ３−ＦＥＴを示している。また前記従来同調
回路のＣ方式においても同様に受電端子もしくは給電端
子に接続されるバラクタダイオードに他方より可変容量
比の小さなものを用いることＫより、雑音特性の優れた
テレビジョンチューナを作成することができる。
発明の効果
本発明をテレビジョンチューナ用同調回路に用いること
により、従来同調回路を用いたチューナと比較し下記内
容が憂れた多チャンネル受信用テ１８、。
により、従来同調回路を用いたチューナと比較し下記内
容が憂れた多チャンネル受信用テ１８、。
レビジョンチューナを生産、供給することができ多チヤ
ンネルケーブルテレビジョン業界の発展に寄与すること
ができる。
ンネルケーブルテレビジョン業界の発展に寄与すること
ができる。
（１）同調回路の可変容量比が大きくなるため受信チャ
ンネルが増え、今後のケーブルテレビジョンのチャンネ
ル拡大に対応可能となる。
ンネルが増え、今後のケーブルテレビジョンのチャンネ
ル拡大に対応可能となる。
（２）尚かつ同調回路の共成の鋭さＱが高くなるため選
択度特性が陵れており、多チヤンネル受信において特に
現われ易い隣接、隣々接チャンネル妨害、イメージ周波
数妨害が改善される。
択度特性が陵れており、多チヤンネル受信において特に
現われ易い隣接、隣々接チャンネル妨害、イメージ周波
数妨害が改善される。
そして、雑音特性も陵れているため、妨害現象がより少
なく、より鮮明な映□□□が得られる。
なく、より鮮明な映□□□が得られる。
（３）北米ケーブルテレビジョンの５４石から４７０Ｍ
１ｂ’ｉ’でのチャンネルをより鮮明な鉄釘で受信でき
る高性能チー−すが、１系列４バンドまたは２系列３バ
ンド構成より部品点数の少ない１系列３バンド構成で実
現でき、チューナの小型化が可能となる。そしてテレビ
ジョンの部品点数も少なくテレビジョン自体の小型化も
可能となる。
１ｂ’ｉ’でのチャンネルをより鮮明な鉄釘で受信でき
る高性能チー−すが、１系列４バンドまたは２系列３バ
ンド構成より部品点数の少ない１系列３バンド構成で実
現でき、チューナの小型化が可能となる。そしてテレビ
ジョンの部品点数も少なくテレビジョン自体の小型化も
可能となる。
１９１．
第１図Ａ−Ｃは従来の多チヤンネル受信用同調回路図、
第２図Ａ−Ｃは多チヤンネル受信用チューナ回路構成図
、第３図Ａ、Ｂば、本発明の高周波信号受信用可変容量
同調回路の実施例を示す回路図、第４図Ａ、Ｂは素子接
続端子とアース間に容量ｃｂが伺加された時の従来と本
発明の等価回路図、第５図Ａ、Ｂは従来と本発明の等価
回路図、第６図は多チヤンネル受信電子チー−すの雑音
指数特性図、第７図はバラククダイオード端子間容量特
性図、第８図はＭＯＳ−ＦＥＴ入出力容量周波数特性図
、第９図は電子チー−す、イメージ周波数妨害比を示す
特性図、第１０図は北米向け１３９チヤンネル電子チユ
ーナのＶＨＦ受信チャンネルの模式図、第１１図は北米
向け１３９チャンネル電子チー−すのアンテナ及び段間
複同調回路の結線図である。 １・・・・・・同調用バラクタダイオード、２・・・・
・・同調用コイル、３・・・・・素子接続端子、４・・
・・・素子接続端子、６・・・・・受電端子もしくは給
電端子、６・・・・・ＶＨＦアンテナ入力端子、７・・
・・・アンテナ同調回路、８・・・・・・アンプ回路、
９・・・・・・段間複同調回路、１０・・・・・ミキサ
ー回路、１１・・・・・局部発掘回路、１２・・・・・
ＩＦ同調回路、１３・・・・・・ＩＦ出力端子、１４・
・・・・・受電端子もしくは給電端子に接続される同調
用バラクタダイオード、１５・・・１４の他方の同調用
バラクタダイオード、１６・・・・−第１バンド同調用
コイル、１７・・・・・・第２バンド同調用コイル、１
８・・・・・・第１バンド同調用スイッチング回路、１
９・・・・・第３バンド同調用コイル、２０・・・・・
・第２バンド同調用スイッチング回路、２１・・・・・
・素子接続端子３とアース間に付加される容量Ｃｂ、２
２・・・・・・受電端子もしくは給電端子に接続される
回路ノコンダクタンス及び素子端子間のコンダクタンス
及び素子接続端子４とアース間のコンダクタンス、２３
・・・・・・素子接続端子３とアース間のコンダクタン
ス、２４・・・・・・Ｈｉ −Ｎ比バラクタダイオード
を使用した場合の雑音特性、２６・・・・・・受電端子
もしくは給電端子に接続されるバラクタダイオードにノ
ーマルＮ比のものを使用した場合の雑音特性、２６・・
・・・Ｈｉ −１”Ｊ ＬｔＳバラクタダイオード端子
間容量特性、２７・・・・・ノーマルＮ比バラクタダイ
オード端子間容量特性、２８・・・・・ＭＯＳ−ＦＥＴ
入力容量特性、２９・・・・・・ＭＯＳ−ＦＥＴ出力容
量特性、３０・・・・・・従来同調回路Ｃ方式を用いた
チー−すのイメージ周波数妨害比特性、３１・・・・・
本発明同調回路をｍ−たチューナのイメージ周波数妨害
比特性、３２・・・・・・ＶＨＦアンテナ入力端子、３
３・・・・・アンテナ回路バンド■同調用コイル、３４
・・・・・・アンテナ回路バンド■同調用コイル、３５
・・・・・アンテナ回路バンドＩＩＩ同調用コイル、３
６・・・・・Ｈｉ −Ｎ比バラクタダイオード、３７・
・・・・・ノーマルＮ比バラクタダイオード、３８ ・
・・・アンプ用ＭＯ８−ＦＥＴ、３９・・・・・・段間
−次バンドＩ同調用コイル、４０・・・・・段間二次バ
ンドＩ同調用コイル、４１・・・・・段間−次バンド１
１同調用コイル、４２・・・・・・段間二次バンド１１
回調用コイル、４３・・・・・段間−次バンド１■同調
用コイル、４４・・・・股間二次バンド■同調用コイル
、４６ ・・・ミキ／ング用ＭＯ８−ぜＥＴｏ 第１図 、（ 第３図 第４図 、ダ 区 α） ″（ 伽【 り 畠７ ′ 調榊黄Ｋ ｙ − 木 ｌ し５ｊ 第８図 一７ｆｌ彼＊ｔｐ−ｕｒｇ〕 一９図 →萌調詐波ＬＭｎｇ〕
第２図Ａ−Ｃは多チヤンネル受信用チューナ回路構成図
、第３図Ａ、Ｂば、本発明の高周波信号受信用可変容量
同調回路の実施例を示す回路図、第４図Ａ、Ｂは素子接
続端子とアース間に容量ｃｂが伺加された時の従来と本
発明の等価回路図、第５図Ａ、Ｂは従来と本発明の等価
回路図、第６図は多チヤンネル受信電子チー−すの雑音
指数特性図、第７図はバラククダイオード端子間容量特
性図、第８図はＭＯＳ−ＦＥＴ入出力容量周波数特性図
、第９図は電子チー−す、イメージ周波数妨害比を示す
特性図、第１０図は北米向け１３９チヤンネル電子チユ
ーナのＶＨＦ受信チャンネルの模式図、第１１図は北米
向け１３９チャンネル電子チー−すのアンテナ及び段間
複同調回路の結線図である。 １・・・・・・同調用バラクタダイオード、２・・・・
・・同調用コイル、３・・・・・素子接続端子、４・・
・・・素子接続端子、６・・・・・受電端子もしくは給
電端子、６・・・・・ＶＨＦアンテナ入力端子、７・・
・・・アンテナ同調回路、８・・・・・・アンプ回路、
９・・・・・・段間複同調回路、１０・・・・・ミキサ
ー回路、１１・・・・・局部発掘回路、１２・・・・・
ＩＦ同調回路、１３・・・・・・ＩＦ出力端子、１４・
・・・・・受電端子もしくは給電端子に接続される同調
用バラクタダイオード、１５・・・１４の他方の同調用
バラクタダイオード、１６・・・・−第１バンド同調用
コイル、１７・・・・・・第２バンド同調用コイル、１
８・・・・・・第１バンド同調用スイッチング回路、１
９・・・・・第３バンド同調用コイル、２０・・・・・
・第２バンド同調用スイッチング回路、２１・・・・・
・素子接続端子３とアース間に付加される容量Ｃｂ、２
２・・・・・・受電端子もしくは給電端子に接続される
回路ノコンダクタンス及び素子端子間のコンダクタンス
及び素子接続端子４とアース間のコンダクタンス、２３
・・・・・・素子接続端子３とアース間のコンダクタン
ス、２４・・・・・・Ｈｉ −Ｎ比バラクタダイオード
を使用した場合の雑音特性、２６・・・・・・受電端子
もしくは給電端子に接続されるバラクタダイオードにノ
ーマルＮ比のものを使用した場合の雑音特性、２６・・
・・・Ｈｉ −１”Ｊ ＬｔＳバラクタダイオード端子
間容量特性、２７・・・・・ノーマルＮ比バラクタダイ
オード端子間容量特性、２８・・・・・ＭＯＳ−ＦＥＴ
入力容量特性、２９・・・・・・ＭＯＳ−ＦＥＴ出力容
量特性、３０・・・・・・従来同調回路Ｃ方式を用いた
チー−すのイメージ周波数妨害比特性、３１・・・・・
本発明同調回路をｍ−たチューナのイメージ周波数妨害
比特性、３２・・・・・・ＶＨＦアンテナ入力端子、３
３・・・・・アンテナ回路バンド■同調用コイル、３４
・・・・・・アンテナ回路バンド■同調用コイル、３５
・・・・・アンテナ回路バンドＩＩＩ同調用コイル、３
６・・・・・Ｈｉ −Ｎ比バラクタダイオード、３７・
・・・・・ノーマルＮ比バラクタダイオード、３８ ・
・・・アンプ用ＭＯ８−ＦＥＴ、３９・・・・・・段間
−次バンドＩ同調用コイル、４０・・・・・段間二次バ
ンドＩ同調用コイル、４１・・・・・段間−次バンド１
１同調用コイル、４２・・・・・・段間二次バンド１１
回調用コイル、４３・・・・・段間−次バンド１■同調
用コイル、４４・・・・股間二次バンド■同調用コイル
、４６ ・・・ミキ／ング用ＭＯ８−ぜＥＴｏ 第１図 、（ 第３図 第４図 、ダ 区 α） ″（ 伽【 り 畠７ ′ 調榊黄Ｋ ｙ − 木 ｌ し５ｊ 第８図 一７ｆｌ彼＊ｔｐ−ｕｒｇ〕 一９図 →萌調詐波ＬＭｎｇ〕
Claims (4)
- （１）２個のバラクタダイオードの１端をそれぞれ接地
し、これらバラクタダイオード各々の他端間を同調用コ
イルで接続したことを特徴とする高周波信号受信用可変
容量同調回路。 - （２）１つのバラクタダイオードに受電端子もしくは結
電端子が接続される時このバラクタダイオードは、他方
のバラクタダイオードの可変容量比より小さなものを用
いることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の高周
波信号受信用可変容量同調回路。 - （３）受電端子もしくは給電端子が接続されないバラク
タダイオードの接地側端子に、第２バンド用同調コイル
を直列接続し接地させ、このバラクタダイオードと第２
バンド用同調コイルとの接続点に第１バンド同調用のた
めのスイッチング回路を接続し２バンド受信可能とする
ことを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の高周波信
号受信用可変容量同調回路。 - （４）第２バンド用同調コイル接地側端子に第３バンド
用同調コイルを直列接続し接地させ、第２バンド用同調
コイルと第３バンド用同調コイルとの接続点に第２バン
ド同調用のためのスイッチング回路を接続し３バンド受
信とすることを特徴とする特許請求の範囲第３項記載の
高周波信号受信用可変容量同調回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59170608A JPH0666643B2 (ja) | 1984-08-16 | 1984-08-16 | 高周波信号受信用可変容量同調回路 |
| US06/763,190 US4675634A (en) | 1984-08-16 | 1985-08-07 | Variable-capacitance tuning circuit for high-frequency signals |
| DE19853529157 DE3529157A1 (de) | 1984-08-16 | 1985-08-14 | Abstimmkreis mit veraenderlicher kapazitaet fuer hochfrequenzsignale |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59170608A JPH0666643B2 (ja) | 1984-08-16 | 1984-08-16 | 高周波信号受信用可変容量同調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6148224A true JPS6148224A (ja) | 1986-03-08 |
| JPH0666643B2 JPH0666643B2 (ja) | 1994-08-24 |
Family
ID=15908003
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59170608A Expired - Lifetime JPH0666643B2 (ja) | 1984-08-16 | 1984-08-16 | 高周波信号受信用可変容量同調回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4675634A (ja) |
| JP (1) | JPH0666643B2 (ja) |
| DE (1) | DE3529157A1 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4008186C2 (de) * | 1990-03-15 | 1999-09-09 | Thomson Brandt Gmbh | Schaltungsanordnung zum Empfang von Hochfrequenzsignalen |
| US5619283A (en) * | 1994-08-08 | 1997-04-08 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Double tuned RF circuit with balanced secondary |
| US20090115525A1 (en) * | 2004-10-22 | 2009-05-07 | University Of Florida Research Foundation, Inc. | Frequency tunable low noise amplifier |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS53120120A (en) * | 1977-03-30 | 1978-10-20 | Olympus Optical Co Ltd | Motor drive control circuit |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3624514A (en) * | 1970-01-09 | 1971-11-30 | Philips Corp | Tuning circuit having common tuning element for three frequency ranges and self-oscillating mixer using same |
| US3662287A (en) * | 1971-02-24 | 1972-05-09 | Us Navy | Voltage controlled oscillator multiplier |
| US3753172A (en) * | 1971-09-14 | 1973-08-14 | Matsushita Electric Industrial Co Ltd | Varactor tuning system having means to maintain terminal voltage of varactor biasing capacitor within desired range |
| JPS4955209A (ja) * | 1972-09-29 | 1974-05-29 | ||
| JPS5313330A (en) * | 1976-07-22 | 1978-02-06 | Sony Corp | Broad band resonance circuit |
| JPS5528677A (en) * | 1978-08-22 | 1980-02-29 | Nec Corp | Frequency conversion circuit |
| JPS5895418A (ja) * | 1981-12-01 | 1983-06-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電子同調チユ−ナ |
-
1984
- 1984-08-16 JP JP59170608A patent/JPH0666643B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1985
- 1985-08-07 US US06/763,190 patent/US4675634A/en not_active Expired - Lifetime
- 1985-08-14 DE DE19853529157 patent/DE3529157A1/de active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS53120120A (en) * | 1977-03-30 | 1978-10-20 | Olympus Optical Co Ltd | Motor drive control circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3529157A1 (de) | 1986-03-27 |
| DE3529157C2 (ja) | 1989-03-30 |
| JPH0666643B2 (ja) | 1994-08-24 |
| US4675634A (en) | 1987-06-23 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |