JPS6155802B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6155802B2 JPS6155802B2 JP53061322A JP6132278A JPS6155802B2 JP S6155802 B2 JPS6155802 B2 JP S6155802B2 JP 53061322 A JP53061322 A JP 53061322A JP 6132278 A JP6132278 A JP 6132278A JP S6155802 B2 JPS6155802 B2 JP S6155802B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- pulse
- circuit
- converted
- pulses
- period
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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Landscapes
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は矩形波を正弦波に変換する信号変換装
置に関するものである。
置に関するものである。
現在マイクロコンピユータからのデータをオー
デイオカセツトテープに記録するデータ記録方式
を標準化する動きの一つとしていわゆるカンサス
シテイスタンダードと呼ばれる規格がある。これ
は、データの“１”を2400Hzに、“０”を1200Hz
の矩形波に変換した後、それぞれ2400Hzおよび
1200Hzの正弦波に変調してシリアルにオーデイオ
カセツトテープに記録するものである。ところが
この変調回路として、共通の低域通過フイルタに
上記２種類の矩形波を供給し、正弦波に変換する
ものがあるが、これは位相がずれるとともに1200
Hzおよび2400Hzの正弦波の出力レベルが異なると
いう欠点がある。またこの他に1200Hzと2400Hzの
二つの帯域通過フイルタを用いたものがあるが、
これは構成的に複雑になるという欠点がある。
デイオカセツトテープに記録するデータ記録方式
を標準化する動きの一つとしていわゆるカンサス
シテイスタンダードと呼ばれる規格がある。これ
は、データの“１”を2400Hzに、“０”を1200Hz
の矩形波に変換した後、それぞれ2400Hzおよび
1200Hzの正弦波に変調してシリアルにオーデイオ
カセツトテープに記録するものである。ところが
この変調回路として、共通の低域通過フイルタに
上記２種類の矩形波を供給し、正弦波に変換する
ものがあるが、これは位相がずれるとともに1200
Hzおよび2400Hzの正弦波の出力レベルが異なると
いう欠点がある。またこの他に1200Hzと2400Hzの
二つの帯域通過フイルタを用いたものがあるが、
これは構成的に複雑になるという欠点がある。
さらに上記二つの例に共通して言えることは、
矩形波を直接、フイルタに供給しているため、そ
の高調波成分が生じ、誤動作の原因となるもので
あつた。
矩形波を直接、フイルタに供給しているため、そ
の高調波成分が生じ、誤動作の原因となるもので
あつた。
そこで本発明は極めて簡単な構成によつて、矩
形波を一旦近似的な台形波または三角波に変換し
た後正弦波に変換する信号変換装置を提供して上
記従来の欠点を除去するものである。
形波を一旦近似的な台形波または三角波に変換し
た後正弦波に変換する信号変換装置を提供して上
記従来の欠点を除去するものである。
以下本発明の一実施例を図面に基づいて説明す
る。第１図において１はマイクロコンピユータ、
２はパルス発生回路を構成する変換回路であり、
マイクロコンピユータ１からのデータを受け、
“１”，“０”をそれぞれ2400Hzおよび1200Hzの被
変換パルスである矩形波に変換するものである。
この矩形波はマイクロコンピユータ１からの論理
値“１”，“０”のレベル反転に同期したものであ
り、論理値のレベル反転時と矩形波の立上りとは
常に同期している。３は位相変換回路であり、変
換回路２からの出力パルスの位相を1/4周期ずら
すものである。４はクロツクパルス発生回路であ
り、12進および６進のカウンタ等を内蔵し、位相
変換回路３からのパルスの立上りおよび立下りに
同期して12パルスを生じ、しかもマイクロコンピ
ユータ１から論理値が反転したときはこの反転時
から６パルスを発生するものである。５，６，７
はゲート回路、８はインバータ、９はスイツチン
グ回路を構成するトライステートのバスドライバ
ーである。このバスドライバー９は≪電子科学シ
リーズ≫71「CMOSの応用技法」等で周知のもの
で、その具体的構成については省略するが、動作
としてはゲート入力が“１”のときは入力が通過
し、ゲート入力が“０”のときは入力を遮断し
て、高インピーダンスになるものである。１０は
充放電回路であり、抵抗１１およびコンデンサ１
２からなる。１３は低域フイルタ、１４は増幅
器、１５は磁気ヘツドである。
る。第１図において１はマイクロコンピユータ、
２はパルス発生回路を構成する変換回路であり、
マイクロコンピユータ１からのデータを受け、
“１”，“０”をそれぞれ2400Hzおよび1200Hzの被
変換パルスである矩形波に変換するものである。
この矩形波はマイクロコンピユータ１からの論理
値“１”，“０”のレベル反転に同期したものであ
り、論理値のレベル反転時と矩形波の立上りとは
常に同期している。３は位相変換回路であり、変
換回路２からの出力パルスの位相を1/4周期ずら
すものである。４はクロツクパルス発生回路であ
り、12進および６進のカウンタ等を内蔵し、位相
変換回路３からのパルスの立上りおよび立下りに
同期して12パルスを生じ、しかもマイクロコンピ
ユータ１から論理値が反転したときはこの反転時
から６パルスを発生するものである。５，６，７
はゲート回路、８はインバータ、９はスイツチン
グ回路を構成するトライステートのバスドライバ
ーである。このバスドライバー９は≪電子科学シ
リーズ≫71「CMOSの応用技法」等で周知のもの
で、その具体的構成については省略するが、動作
としてはゲート入力が“１”のときは入力が通過
し、ゲート入力が“０”のときは入力を遮断し
て、高インピーダンスになるものである。１０は
充放電回路であり、抵抗１１およびコンデンサ１
２からなる。１３は低域フイルタ、１４は増幅
器、１５は磁気ヘツドである。
つぎに動作について説明する。マイクロコンピ
ユータ１から第２図Ａのごとくデータ（101）が
生じると、変換回路２からは第２図Ｂのごとくデ
ータ“１”の１ビツト内に2400Hzの矩形パルスが
８パルス生じ、データ“０”の１ビツト内には
1200Hzの矩形パルスが４パルス生じる。この矩形
パルスは位相変換回路３によつて位相が1/4周期
ずらされ、その出力には第２図Ｃのパルスが生
じ、バスドライバー９に供給される。
ユータ１から第２図Ａのごとくデータ（101）が
生じると、変換回路２からは第２図Ｂのごとくデ
ータ“１”の１ビツト内に2400Hzの矩形パルスが
８パルス生じ、データ“０”の１ビツト内には
1200Hzの矩形パルスが４パルス生じる。この矩形
パルスは位相変換回路３によつて位相が1/4周期
ずらされ、その出力には第２図Ｃのパルスが生
じ、バスドライバー９に供給される。
一方マイクロコンピユータ１の出力が“０”の
ときには、インバータ８の出力によつてゲート回
路６が開き、クロツクパルス発生器４からの第３
図ＤのクロツクパルスP1……P1がゲート回路６，
７を通過する。なお第３図Ａ，Ｂ，Ｃはそれぞれ
第２図Ａ，Ｂ，Ｃの時間スケールを拡大して示し
たものである。またクロツクパルスP1……P1は、
位相変換回路３からの第３図Ｃのパルスの半周期
内に12パルスが生じるように設定してある。バス
ドライバー９の入力（第３図Ｃのパルス）が
“１”のとき、クロツクパルスP1……P1が供給さ
れるごとに上記入力“１”が通過してその出力が
“１”になり、充放電回路１０に充電される。ま
たクロツクパルスの非供給時にはバスドライバー
９は高インピーダンスとなるため、充放電回路１
０の出力電圧は第３図Ｅのごとく階段状に上昇す
る。そしてバスドライバー９の入力が“０”にな
つてクロツクパルスP1……P1が供給されると、そ
の到来ごとにバスドライバー９の出力は“０”に
なり、充放電回路１０の充電電荷が放電し、その
出力電圧が階段状に降下する。
ときには、インバータ８の出力によつてゲート回
路６が開き、クロツクパルス発生器４からの第３
図ＤのクロツクパルスP1……P1がゲート回路６，
７を通過する。なお第３図Ａ，Ｂ，Ｃはそれぞれ
第２図Ａ，Ｂ，Ｃの時間スケールを拡大して示し
たものである。またクロツクパルスP1……P1は、
位相変換回路３からの第３図Ｃのパルスの半周期
内に12パルスが生じるように設定してある。バス
ドライバー９の入力（第３図Ｃのパルス）が
“１”のとき、クロツクパルスP1……P1が供給さ
れるごとに上記入力“１”が通過してその出力が
“１”になり、充放電回路１０に充電される。ま
たクロツクパルスの非供給時にはバスドライバー
９は高インピーダンスとなるため、充放電回路１
０の出力電圧は第３図Ｅのごとく階段状に上昇す
る。そしてバスドライバー９の入力が“０”にな
つてクロツクパルスP1……P1が供給されると、そ
の到来ごとにバスドライバー９の出力は“０”に
なり、充放電回路１０の充電電荷が放電し、その
出力電圧が階段状に降下する。
このように1200Hzの矩形パルスは第３図Ｅの階
段状パルスP3に変換され、これが低域フイルタ１
３を介して正弦波S1となり、増幅器１４から磁気
ヘツド１５を介してカセツトテープ（図示せ
ず。）に記録される。
段状パルスP3に変換され、これが低域フイルタ１
３を介して正弦波S1となり、増幅器１４から磁気
ヘツド１５を介してカセツトテープ（図示せ
ず。）に記録される。
つぎにマイクロコンピユータ１の出力が“１”
になると、変換回路２によつて第２図Ｂの2400Hz
の矩形パルスに変換され、これが位相変換回路３
によつて位相を1/4周期ずらされてバスドライバ
ー９に供給される。一方マイクロコンピユータ１
の上記出力“１”によつてゲード回路５が開き、
クロツクパルス発生器４からの第３図Ｄのクロツ
クパルスP2……P2がゲート回路５，７を介してバ
スドライバー９に供給される。このクロツクパル
スP2……P2は先のクロツクパルスP1……P1と同じ
パルス幅でかつ1/2の周期で発生するように設定
してある。しかもマイクロコンピユータ１の出力
レベルが反転したときは６進カウンタの動作によ
つてこの反転時から６パルスが発生するようにし
てある。そのため充放電回路１０の出力には、先
の階段状パルスP3の一周期終了時から正確に、そ
の1/2の周期の階段状パルスP4が第３図Ｅのごと
く生じる。この階段状パルスP4も低域フイルタ１
３を介して、第３図Ｅの正弦波S2になり、増幅器
１４から磁気ヘツド１５を介してカセツトテープ
に記録される。
になると、変換回路２によつて第２図Ｂの2400Hz
の矩形パルスに変換され、これが位相変換回路３
によつて位相を1/4周期ずらされてバスドライバ
ー９に供給される。一方マイクロコンピユータ１
の上記出力“１”によつてゲード回路５が開き、
クロツクパルス発生器４からの第３図Ｄのクロツ
クパルスP2……P2がゲート回路５，７を介してバ
スドライバー９に供給される。このクロツクパル
スP2……P2は先のクロツクパルスP1……P1と同じ
パルス幅でかつ1/2の周期で発生するように設定
してある。しかもマイクロコンピユータ１の出力
レベルが反転したときは６進カウンタの動作によ
つてこの反転時から６パルスが発生するようにし
てある。そのため充放電回路１０の出力には、先
の階段状パルスP3の一周期終了時から正確に、そ
の1/2の周期の階段状パルスP4が第３図Ｅのごと
く生じる。この階段状パルスP4も低域フイルタ１
３を介して、第３図Ｅの正弦波S2になり、増幅器
１４から磁気ヘツド１５を介してカセツトテープ
に記録される。
このように第２図Ｂの1200Hzおよび2400Hzの矩
形波は第２図Ｄの正弦波S1，S2に変換され、しか
も正弦波S1，S2の切換り時はそれぞれの一周期の
終了時と必ず一致し、発生開始から終了まで位相
ずれとか歪みが生じない。
形波は第２図Ｄの正弦波S1，S2に変換され、しか
も正弦波S1，S2の切換り時はそれぞれの一周期の
終了時と必ず一致し、発生開始から終了まで位相
ずれとか歪みが生じない。
ところで階段状パルスの振幅を調整するには、
クロツクパルスP1……P1，P2……P2のパルス幅お
よびパルス数を調整することにより容易に行なえ
るものである。
クロツクパルスP1……P1，P2……P2のパルス幅お
よびパルス数を調整することにより容易に行なえ
るものである。
なお上記の実施例では矩形波を一旦台形の階段
状パルスに変換したが、これに限らず三角形の階
段状パルスに変換してもよい。この場合にはクロ
ツクパルスを常にバスドライバー９に供給するよ
うにすればよい。
状パルスに変換したが、これに限らず三角形の階
段状パルスに変換してもよい。この場合にはクロ
ツクパルスを常にバスドライバー９に供給するよ
うにすればよい。
また上記の実施例では“０”，“１”をそれぞれ
1200Hzおよび2400Hzに変換したが、これに限るも
のではなく、例えば2400Hzおよび4800Hzに変換す
るようにしてもよい。
1200Hzおよび2400Hzに変換したが、これに限るも
のではなく、例えば2400Hzおよび4800Hzに変換す
るようにしてもよい。
ところで第４図示のような台形波の基本式は
ｉ＝４Ｅ／π（sin sin＋１／９sin3sin30
＋１／２５sin5sin50＋……）
で表わされるため、クロツクパルスP1……P1，
P2……P2のデユーテイおよび充放電回路１０の定
数の設定により、階段状パルスP3，P4が＝π／３と なるように設定しておくと、その３倍の高調波成
分が発生しなくなるため、低域フイルタ１３に
は、５倍以上の高調波成分を遮断するもの、例え
ば遮断周波数を8000Hz程度に設定したものを用い
ればよい。こうすればこの低域フイルタを広域に
わたつて共通に使用でき、“０”，“１”を2400Hz
および4800Hzに変換した場合にも何ら設計変更を
する必要がない。
P2……P2のデユーテイおよび充放電回路１０の定
数の設定により、階段状パルスP3，P4が＝π／３と なるように設定しておくと、その３倍の高調波成
分が発生しなくなるため、低域フイルタ１３に
は、５倍以上の高調波成分を遮断するもの、例え
ば遮断周波数を8000Hz程度に設定したものを用い
ればよい。こうすればこの低域フイルタを広域に
わたつて共通に使用でき、“０”，“１”を2400Hz
および4800Hzに変換した場合にも何ら設計変更を
する必要がない。
さらにバスドライバー９に代えてアナログスイ
ツチなどを用いてもよい。
ツチなどを用いてもよい。
以上詳述したごとく本発明によれば、論理値
“１”，“０”に応じてそれぞれ周期の異なる矩形
の被変換パルスを生じこの被変換パルスと位相が
1/4周期ずれたパルスをスイツチング回路の入力
としクロツクパルスの到来に伴つてその入力を充
放電回路に供給して階段状パルスを発生させた後
フイルタを通すようにしたので、極めて簡単な回
路構成で全く歪みがなくしかも位相ずれもない正
弦波が得られる。
“１”，“０”に応じてそれぞれ周期の異なる矩形
の被変換パルスを生じこの被変換パルスと位相が
1/4周期ずれたパルスをスイツチング回路の入力
としクロツクパルスの到来に伴つてその入力を充
放電回路に供給して階段状パルスを発生させた後
フイルタを通すようにしたので、極めて簡単な回
路構成で全く歪みがなくしかも位相ずれもない正
弦波が得られる。
さらに周期を異にする二種類以上の被変換パル
スを変換する場合には、各変換パルスの一周期内
においてそれぞれ同数のクロツクパルスをスイツ
チング回路の供給するため、被変換パルスの周期
が切り換わつた場合に、その切り換わつた時点か
ら位相歪みのない正弦波に変換できる。
スを変換する場合には、各変換パルスの一周期内
においてそれぞれ同数のクロツクパルスをスイツ
チング回路の供給するため、被変換パルスの周期
が切り換わつた場合に、その切り換わつた時点か
ら位相歪みのない正弦波に変換できる。
また正弦波の振幅も、クロツクパルスの幅およ
びパルス数を適宜設定することによつて容易に調
整できる。
びパルス数を適宜設定することによつて容易に調
整できる。
また一旦台形波あるいは三角波に変換した後フ
イルタを通すため、その高調波成分の除去が容易
であり、共通のフイルタを広域にわたつて使用で
きる。
イルタを通すため、その高調波成分の除去が容易
であり、共通のフイルタを広域にわたつて使用で
きる。
第１図は本発明の一実施例を示した電気回路
図、第２図および第３図はそれぞれ動作説明のた
めのタイムチヤート、第４図は台形波の波形図で
ある。 ２……パルス発生回路、３……位相変換回路、
４……クロツクパルス発生回路、９……スイツチ
ング回路、１０……充放電回路、１３……フイル
タ。
図、第２図および第３図はそれぞれ動作説明のた
めのタイムチヤート、第４図は台形波の波形図で
ある。 ２……パルス発生回路、３……位相変換回路、
４……クロツクパルス発生回路、９……スイツチ
ング回路、１０……充放電回路、１３……フイル
タ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 論理値“１”，“０”を、この論理値の変化点
に同期した変化点を有したそれぞれ周期の異なる
矩形でデユーテイ1/2の被変換パルスに変換する
変換回路と、 上記被変換パルスの位相を1/4周期ずらし、上
記被変換パルスのパルス中央部において被変換パ
ルスの周期を切り換える位相変換回路と、 この位相変換回路からのパルスに同期してこの
パルスの半周期内において一定数で一定パルス幅
のクロツクパルスを生じるクロツクパルス発生回
路と、 上記位相変換回路の出力パルスを入力としクロ
ツクパルスの到来に伴つて入力側と出力側とが導
通しクロツクパルスの非到来時には入力側と出力
側とが遮断されるスイツチング回路と、 このスイツチング回路の出力側に接続した充放
電回路と、 この充放電回路の出力を受けるフイルタとから
なる信号変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6132278A JPS54152847A (en) | 1978-05-23 | 1978-05-23 | Signal converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6132278A JPS54152847A (en) | 1978-05-23 | 1978-05-23 | Signal converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS54152847A JPS54152847A (en) | 1979-12-01 |
| JPS6155802B2 true JPS6155802B2 (ja) | 1986-11-29 |
Family
ID=13167778
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6132278A Granted JPS54152847A (en) | 1978-05-23 | 1978-05-23 | Signal converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS54152847A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2066628B (en) * | 1979-12-21 | 1984-04-04 | Philips Electronic Associated | Circuit arrangement for transmitting binary data elements as two tone frequences |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5271966A (en) * | 1975-12-11 | 1977-06-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Triangular wave generator |
-
1978
- 1978-05-23 JP JP6132278A patent/JPS54152847A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS54152847A (en) | 1979-12-01 |
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