JPS6159073B2 - - Google Patents
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- JPS6159073B2 JPS6159073B2 JP53038129A JP3812978A JPS6159073B2 JP S6159073 B2 JPS6159073 B2 JP S6159073B2 JP 53038129 A JP53038129 A JP 53038129A JP 3812978 A JP3812978 A JP 3812978A JP S6159073 B2 JPS6159073 B2 JP S6159073B2
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- magnetic flux
- electromotive force
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Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、複数個の可変制御電気弁からなる
電力変換器を介して同期機の電機子巻線に給電が
行われる無整流子電動機の制御装置に関するもの
である。
電力変換器を介して同期機の電機子巻線に給電が
行われる無整流子電動機の制御装置に関するもの
である。
一般に、無整流子電動機は回転子に連結された
位置検出器によつて回転角度を検出し、直流電源
もしくは交流電源から電機子巻線に電機子電流を
分配する電力変換器を位置検出器により検出され
た回転角度に基づいて制御して電機子巻線に所定
の電流を供給し、回転トルクを発生するよう構成
されている。
位置検出器によつて回転角度を検出し、直流電源
もしくは交流電源から電機子巻線に電機子電流を
分配する電力変換器を位置検出器により検出され
た回転角度に基づいて制御して電機子巻線に所定
の電流を供給し、回転トルクを発生するよう構成
されている。
しかしながら、位置検出器による場合は単に回
転子の機械的な回転角度に基づいて制御されるた
め、電機子反作用による磁界の撚れ（内部相差
角）および負荷の大きさによる転流重なり角の変
動により、負荷電流が大きい場合は転流余裕角が
減少して整流不能となる危険があり、また負荷電
流が小さい場合は転流余裕角が大き過ぎて力率が
低下する難点がある。
転子の機械的な回転角度に基づいて制御されるた
め、電機子反作用による磁界の撚れ（内部相差
角）および負荷の大きさによる転流重なり角の変
動により、負荷電流が大きい場合は転流余裕角が
減少して整流不能となる危険があり、また負荷電
流が小さい場合は転流余裕角が大き過ぎて力率が
低下する難点がある。
この難点を解消するため、複数の位置検出器を
設け、負荷の変動に対応して位置検出器を切換え
て使用することも考えられるが、操作が煩雑であ
るばかりでなく高価となる欠点がある。
設け、負荷の変動に対応して位置検出器を切換え
て使用することも考えられるが、操作が煩雑であ
るばかりでなく高価となる欠点がある。
また、上述のように位置検出器により整流弁を
制御する代りに、磁束、端子電圧、起電力等を検
出してこれらの検出値により整流弁を制御するよ
う構成することも考えられる。このように、磁
束、端子電圧、起電力等を検出して制御する場合
は、電機子反作用による磁界の撚れ（内部相差
角）の影響を除去することはできる。このうち、
磁束を検出するには固定子に磁束検出装置を装着
する必要があるが、磁束検出器を固定子に装着す
る作業が極めて困難で製造コストが嵩む難点があ
る。また、端子電圧および起電力は回転速度が低
下した際、振幅が著しく低減し、制御の基準とす
ることに問題がある。
制御する代りに、磁束、端子電圧、起電力等を検
出してこれらの検出値により整流弁を制御するよ
う構成することも考えられる。このように、磁
束、端子電圧、起電力等を検出して制御する場合
は、電機子反作用による磁界の撚れ（内部相差
角）の影響を除去することはできる。このうち、
磁束を検出するには固定子に磁束検出装置を装着
する必要があるが、磁束検出器を固定子に装着す
る作業が極めて困難で製造コストが嵩む難点があ
る。また、端子電圧および起電力は回転速度が低
下した際、振幅が著しく低減し、制御の基準とす
ることに問題がある。
本発明の目的は、電動機本体に磁束センサを装
着したり回転子位置検出器を取り付けたりするこ
となしに、低回転数領域においても十分な振幅を
有する位相基準信号を得て、しかも転流余裕角制
御も難なく行ない得るよう配慮した無整流子電動
機の制御装置を提供するにある。
着したり回転子位置検出器を取り付けたりするこ
となしに、低回転数領域においても十分な振幅を
有する位相基準信号を得て、しかも転流余裕角制
御も難なく行ない得るよう配慮した無整流子電動
機の制御装置を提供するにある。
この目的は、本発明によれば、複数個の可制御
電気弁からなる電力変換器を介して同期機の電機
子巻線に給電が行われる無整流子電動機におい
て、電機子端子電圧の検出信号と電機子電流の検
出信号から電機子起電力を求める起電力演算手段
と、該起電力演算手段の出力信号を積分すること
により磁束を求める磁束演算手段と、転流重なり
角の検出信号と転流余裕角の指令信号とから所望
の転流余裕角を得るに必要な電力変換器の制御角
に対応する信号を形成する制御角指令手段と、前
記磁束演算手段の出力信号を位相基準信号として
且つ前記制御角指令手段の出力信号を制御入力信
号として受け取つて両者の大小比較を行う比較手
段と、該比較手段の出力信号を論理合成すること
により電力変換器内の個々の可制御電気弁のため
の制御パルスを形成する論理合成手段とを備えて
いることによつて達成される。
電気弁からなる電力変換器を介して同期機の電機
子巻線に給電が行われる無整流子電動機におい
て、電機子端子電圧の検出信号と電機子電流の検
出信号から電機子起電力を求める起電力演算手段
と、該起電力演算手段の出力信号を積分すること
により磁束を求める磁束演算手段と、転流重なり
角の検出信号と転流余裕角の指令信号とから所望
の転流余裕角を得るに必要な電力変換器の制御角
に対応する信号を形成する制御角指令手段と、前
記磁束演算手段の出力信号を位相基準信号として
且つ前記制御角指令手段の出力信号を制御入力信
号として受け取つて両者の大小比較を行う比較手
段と、該比較手段の出力信号を論理合成すること
により電力変換器内の個々の可制御電気弁のため
の制御パルスを形成する論理合成手段とを備えて
いることによつて達成される。
即ち、本発明では、位相基準信号として磁束波
形信号を使用し、これを鋸歯状波信号に変換する
ことなく直接に制御入力信号と比較することによ
り可制御電気弁の点弧時点を決定している。磁束
は界磁によつて決まり、周波数に依存しないため
に低速度範囲においても十分な振幅を有する。こ
れに対して、電機子端子電圧（もしくは起電力）
を位相基準信号として使用する従来技術の場合に
は、電機子端子電圧の振幅が周波数に比例して変
化するために、定格速度の100％値に対して低速
範囲では極端に小さい振幅となるため、端子電圧
波形は定余裕角制御のための点弧時間帯において
正確な位相情報をもたらし得ず、せいぜい零点通
過が位相基準点情報をもたらすにすぎない。した
がつて、従来では端子電圧を矩形波に整形してこ
れの零点通過に同期した鋸歯状波信号を発生さ
せ、これと制御入力信号とを比較することにより
可制御電気弁の点弧時点を決定している。この場
合に鋸歯状波信号の勾配を周波数に応じて適切に
変化させる特別な措置が必要である。
形信号を使用し、これを鋸歯状波信号に変換する
ことなく直接に制御入力信号と比較することによ
り可制御電気弁の点弧時点を決定している。磁束
は界磁によつて決まり、周波数に依存しないため
に低速度範囲においても十分な振幅を有する。こ
れに対して、電機子端子電圧（もしくは起電力）
を位相基準信号として使用する従来技術の場合に
は、電機子端子電圧の振幅が周波数に比例して変
化するために、定格速度の100％値に対して低速
範囲では極端に小さい振幅となるため、端子電圧
波形は定余裕角制御のための点弧時間帯において
正確な位相情報をもたらし得ず、せいぜい零点通
過が位相基準点情報をもたらすにすぎない。した
がつて、従来では端子電圧を矩形波に整形してこ
れの零点通過に同期した鋸歯状波信号を発生さ
せ、これと制御入力信号とを比較することにより
可制御電気弁の点弧時点を決定している。この場
合に鋸歯状波信号の勾配を周波数に応じて適切に
変化させる特別な措置が必要である。
本発明の好ましい実施態様では、電力変換器は
３相ブリツジ結線された６つの可制御電気弁から
なり、この場合に、線間電圧と相電流とをそれぞ
れ少なくとも２相分検出すれば、３相の線間起電
力を演算することができ、これらをそれぞれ積分
すれば線間起電力に対応した３相の磁束が求ま
る。これらは線間起電力に対して90゜位相がずれ
ているので、線間−相の変換（Δ−Ｙ変換）をす
れば元の３相線間起電力と位相の一致した３相の
磁束波形が得られる。しかし、それぞれ相電圧と
して３相起電力を求めてそれぞれを積分する場合
には上述の変換は不要である。このようにして求
められた各位相基準信号と制御入力信号と比較す
る比較手段を可制御電気弁の数の半分である３つ
だけにする場合には、共通な制御入力信号を該当
する各位相基準信号の各半波の中央で極性反転さ
せた矩形波状の制御入力信号として別々に与えれ
ば、それぞれ位相基準信号と制御入力信号との比
較の際に、該当せる可制御電気弁の点弧すべき時
点以外で交点が生じないので、可制御電気弁の点
弧のための制御パルスを形成する論理合成手段を
簡単にすることができる。その場合に、前記のΔ
−Ｙ変換前の磁束波形信号を矩形波に変換してこ
れらの振幅を共通な制御入力信号の値にすれば、
所望の３相の矩形波の制御入力信号が得られる。
３相ブリツジ結線された６つの可制御電気弁から
なり、この場合に、線間電圧と相電流とをそれぞ
れ少なくとも２相分検出すれば、３相の線間起電
力を演算することができ、これらをそれぞれ積分
すれば線間起電力に対応した３相の磁束が求ま
る。これらは線間起電力に対して90゜位相がずれ
ているので、線間−相の変換（Δ−Ｙ変換）をす
れば元の３相線間起電力と位相の一致した３相の
磁束波形が得られる。しかし、それぞれ相電圧と
して３相起電力を求めてそれぞれを積分する場合
には上述の変換は不要である。このようにして求
められた各位相基準信号と制御入力信号と比較す
る比較手段を可制御電気弁の数の半分である３つ
だけにする場合には、共通な制御入力信号を該当
する各位相基準信号の各半波の中央で極性反転さ
せた矩形波状の制御入力信号として別々に与えれ
ば、それぞれ位相基準信号と制御入力信号との比
較の際に、該当せる可制御電気弁の点弧すべき時
点以外で交点が生じないので、可制御電気弁の点
弧のための制御パルスを形成する論理合成手段を
簡単にすることができる。その場合に、前記のΔ
−Ｙ変換前の磁束波形信号を矩形波に変換してこ
れらの振幅を共通な制御入力信号の値にすれば、
所望の３相の矩形波の制御入力信号が得られる。
転流重なり角の検出信号は最も簡単な場合には
電機子電流の大きさ、したがつて直流入力電流の
検出値に比例した信号として与えることができる
が、他の種々の公知の転流重なり角検出原理を採
用することができる。転流余裕角の指令信号は一
定値として与えることもできるし、磁束の大きさ
に比例して変化させることもできる。
電機子電流の大きさ、したがつて直流入力電流の
検出値に比例した信号として与えることができる
が、他の種々の公知の転流重なり角検出原理を採
用することができる。転流余裕角の指令信号は一
定値として与えることもできるし、磁束の大きさ
に比例して変化させることもできる。
次に、本発明に係る無整流子電動機の制御装置
の実施例につき添付図面を参照しながら以下詳細
に説明する。
の実施例につき添付図面を参照しながら以下詳細
に説明する。
第１図において、参照符号１０および１２はそ
れぞれ無整流子電動機の電動機本体（同期機）の
電機子巻線および界磁巻線を示し、電機子巻線１
０の３相の端子ｕ，ｖ，ｗは、そのうちｕ相およ
びｖ相の端子のみｕ相電流検出器１４およびｖ相
電流検出器１６を介してそれぞれ電力変換器１８
の３相の出力端子に接続する。電力変換器１８は
可制御電気弁２０Ｘ，２０Ｙ，２０Ｚ，２０Ｕ，
２０Ｖ，２０Ｗをブリツジ接続して構成し、この
電力変換器１８の（＋）入力端子を電流検出器２
２を介して直流電源装置２４の（＋）出力端子に
接続すると共に電力変換器１８の（−）出力端子
を直流電源装置２４の（−）出力端子に接続す
る。なお、ｕ−ｖ相間およびｖ−ｗ相間に端子電
圧検出器２６および２８を接続する。
れぞれ無整流子電動機の電動機本体（同期機）の
電機子巻線および界磁巻線を示し、電機子巻線１
０の３相の端子ｕ，ｖ，ｗは、そのうちｕ相およ
びｖ相の端子のみｕ相電流検出器１４およびｖ相
電流検出器１６を介してそれぞれ電力変換器１８
の３相の出力端子に接続する。電力変換器１８は
可制御電気弁２０Ｘ，２０Ｙ，２０Ｚ，２０Ｕ，
２０Ｖ，２０Ｗをブリツジ接続して構成し、この
電力変換器１８の（＋）入力端子を電流検出器２
２を介して直流電源装置２４の（＋）出力端子に
接続すると共に電力変換器１８の（−）出力端子
を直流電源装置２４の（−）出力端子に接続す
る。なお、ｕ−ｖ相間およびｖ−ｗ相間に端子電
圧検出器２６および２８を接続する。
ｕ相電流検出器１４、ｖ相電流検出器１６、ｕ
−ｖ相端子電圧検出器２６、ｖ−ｗ相端子電圧検
出器２８は、各出力端子を起電力演算器３０の入
力端子に接続し、起電力演算器３０の３相の出力
端子を磁束演算器３２の入力端子に接続し、磁束
演算器３２の３相の出力端子をベクトル回転器３
４の入力端子に接続する。
−ｖ相端子電圧検出器２６、ｖ−ｗ相端子電圧検
出器２８は、各出力端子を起電力演算器３０の入
力端子に接続し、起電力演算器３０の３相の出力
端子を磁束演算器３２の入力端子に接続し、磁束
演算器３２の３相の出力端子をベクトル回転器３
４の入力端子に接続する。
起電力演算器３０およびベクトル回転器３４
は、各３相出力端子を直流起電力演算器３６の入
力端子に接続し、磁束演算器３２の３相の出力端
子を３相からなる比較増幅器３８ａ，３８ｂ，３
８ｃの入力端子に接続し、比較増幅器３８ａ，３
８ｂ，３８ｃのそれぞれの出力端子を３相からな
るエクスクルシブOR回路４０ａ，４０ｂ，４０
ｃの夫々の一方の入力端子の接続する。一方、直
流起電力検出器３６の出力端子を比較増幅器４２
を介してエクスクルシブOR回路４０ａ，４０
ｂ，４０ｃの夫々の他方の入力端子に接続し、エ
クスクルシブOR回路４０ａ，４０ｂ，４０ｃの
それぞれの出力端子を振幅制限回路４４の入力端
子Ａ，Ｂ，Ｃに接続する。
は、各３相出力端子を直流起電力演算器３６の入
力端子に接続し、磁束演算器３２の３相の出力端
子を３相からなる比較増幅器３８ａ，３８ｂ，３
８ｃの入力端子に接続し、比較増幅器３８ａ，３
８ｂ，３８ｃのそれぞれの出力端子を３相からな
るエクスクルシブOR回路４０ａ，４０ｂ，４０
ｃの夫々の一方の入力端子の接続する。一方、直
流起電力検出器３６の出力端子を比較増幅器４２
を介してエクスクルシブOR回路４０ａ，４０
ｂ，４０ｃの夫々の他方の入力端子に接続し、エ
クスクルシブOR回路４０ａ，４０ｂ，４０ｃの
それぞれの出力端子を振幅制限回路４４の入力端
子Ａ，Ｂ，Ｃに接続する。
振幅制限回路４４は、第１反転増幅器４６と第
２反転増幅器４８とダイオード回路５０とからな
り、転流重なり角指令信号の入力端子Ｄを電流検
出器２２の出力端子と対地間に接続した調整抵抗
５２のスライド端子に接続し、転流余裕角指令信
号の入力端子Ｅを制御電源Ｖcと対地間に接続さ
れた調整抵抗５４のスライド端子に接続する。
２反転増幅器４８とダイオード回路５０とからな
り、転流重なり角指令信号の入力端子Ｄを電流検
出器２２の出力端子と対地間に接続した調整抵抗
５２のスライド端子に接続し、転流余裕角指令信
号の入力端子Ｅを制御電源Ｖcと対地間に接続さ
れた調整抵抗５４のスライド端子に接続する。
また、振幅制限回路４４の３相の出力端子Ｆ，
Ｇ，Ｈおよびベクトル回転器３４の３相の出力端
子を３相からなる比較増幅器５６ａ，５６ｂ，５
６ｃのそれぞれの入力端子に接続し、比較増幅器
５６ａ，５６ｂ，５６ｃの各出力端子を必要に応
じて位置検出器の制御信号と切換え得るよう配設
した制御入力切換器５８を介して論理回路６０の
入力端子に接続し、論理回路６０の出力端子Ｘ，
Ｙ，Ｚ，Ｕ，Ｖ，Ｗを可制御電気弁２０Ｘ，２０
Ｙ，２０Ｚ，２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗのそれぞれ
の制御入力端子に接続する。
Ｇ，Ｈおよびベクトル回転器３４の３相の出力端
子を３相からなる比較増幅器５６ａ，５６ｂ，５
６ｃのそれぞれの入力端子に接続し、比較増幅器
５６ａ，５６ｂ，５６ｃの各出力端子を必要に応
じて位置検出器の制御信号と切換え得るよう配設
した制御入力切換器５８を介して論理回路６０の
入力端子に接続し、論理回路６０の出力端子Ｘ，
Ｙ，Ｚ，Ｕ，Ｖ，Ｗを可制御電気弁２０Ｘ，２０
Ｙ，２０Ｚ，２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗのそれぞれ
の制御入力端子に接続する。
次に、このように構成した本発明装置の作用に
ついて説明する。直流電源装置２４の出力端子か
ら電力変換器１８（この動作は後に詳述する）を
介して直流電流を無整流子電動機の電機子巻線１
０に供給し、界磁巻線１２を巻回した回転子との
間に回転トルクが起生して無整流子電動機が運転
されている場合、電流検出器１４，１６により検
出されたｕ相電流Ｉu，ｖ相電流Ｉvおよび端子電
圧検出器２６，２８により検出されたｕ−ｖ相間
端子電圧Ｖuv，ｖ−ｗ相間端子電圧Ｖvwが起電力
演算器３０に供給される。この場合、起電力演算
器３０においては、端子電圧に含まれる電機子巻
線抵抗による電圧降下および漏れリアクタンスＬ
pによる誘起電圧が、例えば、Ｅuv＝Ｖuv−（ｒ＋
Ｌp）（Ｉu−Ｉv）なる式に従つた演算により除去
され、第２図ａに示すｕ−ｖ相間起電力Ｅuv，ｖ
−ｗ相間起電力Evw，ｗ−ｕ相間起電力Ewuが
出力端子から磁束演算器３２に供給される。ま
た、磁束演算器３２においては、供給された３相
の入力がそれぞれ積分され、例えばｕ相巻線およ
びｖ相巻線と鎖交する磁束Φuvは、第２図ｂに示
すように、起電力Ｅuvより位相が90゜遅れた波形
の磁束Φuvが出力端子からベクトル回転器３４に
供給される。そこで、ベクトル回転器３４におい
ては、次式に示す演算が行われる。
ついて説明する。直流電源装置２４の出力端子か
ら電力変換器１８（この動作は後に詳述する）を
介して直流電流を無整流子電動機の電機子巻線１
０に供給し、界磁巻線１２を巻回した回転子との
間に回転トルクが起生して無整流子電動機が運転
されている場合、電流検出器１４，１６により検
出されたｕ相電流Ｉu，ｖ相電流Ｉvおよび端子電
圧検出器２６，２８により検出されたｕ−ｖ相間
端子電圧Ｖuv，ｖ−ｗ相間端子電圧Ｖvwが起電力
演算器３０に供給される。この場合、起電力演算
器３０においては、端子電圧に含まれる電機子巻
線抵抗による電圧降下および漏れリアクタンスＬ
pによる誘起電圧が、例えば、Ｅuv＝Ｖuv−（ｒ＋
Ｌp）（Ｉu−Ｉv）なる式に従つた演算により除去
され、第２図ａに示すｕ−ｖ相間起電力Ｅuv，ｖ
−ｗ相間起電力Evw，ｗ−ｕ相間起電力Ewuが
出力端子から磁束演算器３２に供給される。ま
た、磁束演算器３２においては、供給された３相
の入力がそれぞれ積分され、例えばｕ相巻線およ
びｖ相巻線と鎖交する磁束Φuvは、第２図ｂに示
すように、起電力Ｅuvより位相が90゜遅れた波形
の磁束Φuvが出力端子からベクトル回転器３４に
供給される。そこで、ベクトル回転器３４におい
ては、次式に示す演算が行われる。
（Φwu−Φvw）／√３＝Φuv′＝Φw …(1)
（Φuv−Φwu）／√３＝Φvw′＝Φu …(2)
（Φvw−Φuv）／√３＝Φwu′＝Φv …(3)
この場合の演算特性は、第２図ｃに示すように
90゜移相され、起電力Ｅ（第２図ａ）に対して正
転の場合に同相となり、逆転の場合に逆相とな
る。このように移相された磁束Φu，Φv，Φw
は、起電力Ｅuv，Ｅvw，Ｅwuに対して上記のよう
に一定な位相関係にあり、かつ低速回転時におい
ても振幅が充分な大きさに保持される。
90゜移相され、起電力Ｅ（第２図ａ）に対して正
転の場合に同相となり、逆転の場合に逆相とな
る。このように移相された磁束Φu，Φv，Φw
は、起電力Ｅuv，Ｅvw，Ｅwuに対して上記のよう
に一定な位相関係にあり、かつ低速回転時におい
ても振幅が充分な大きさに保持される。
磁束演算器３２の３相の出力Φuv，Φvw，Φwu
は、各比較増幅器３８ａ，３８ｂ，３８ｃに供給
されて瞬時値の極性が検出され、その極性により
切換えられた出力が出力端子からエクスクルシブ
OR回路４０ａ，４０ｂ，４０ｃの一方の入力端
子に供給される。また、起電力演算器３０により
演算された起電力Ｅuv，Ｅvw，Ｅwuおよびベクト
ル回転器３４により移相された磁束Φu，Φv，Φ
wは直流起電力検出器３６に供給され、直流起電
力検出器３６により起生された電動機の回転方向
により異つた極性をもつ直流起電力が出力端子か
ら比較増幅器４２に供給される。比較増幅器４２
は直流入力の極性により出力が切換えられ、その
切換えられた出力はエクスクルシブOR回路４０
ａ，４０ｂ，４０ｃの各他方の入力端子に供給さ
れる。従つて、各エクスクルシブOR回路４０
ａ，４０ｂ，４０ｃは２つの入力が等しい場合と
異る場合とによりその出力が切換えられ、磁束演
算器３２により演算された磁束Φuv，Φvw，Φwu
の周波数と同期した矩形波信号がエクスクルシブ
OR回路４０ａ，４０ｂ，４０ｃのそれぞれの出
力端子から振幅制限回路４４の入力端子Ａ，Ｂ，
Ｃに供給される。
は、各比較増幅器３８ａ，３８ｂ，３８ｃに供給
されて瞬時値の極性が検出され、その極性により
切換えられた出力が出力端子からエクスクルシブ
OR回路４０ａ，４０ｂ，４０ｃの一方の入力端
子に供給される。また、起電力演算器３０により
演算された起電力Ｅuv，Ｅvw，Ｅwuおよびベクト
ル回転器３４により移相された磁束Φu，Φv，Φ
wは直流起電力検出器３６に供給され、直流起電
力検出器３６により起生された電動機の回転方向
により異つた極性をもつ直流起電力が出力端子か
ら比較増幅器４２に供給される。比較増幅器４２
は直流入力の極性により出力が切換えられ、その
切換えられた出力はエクスクルシブOR回路４０
ａ，４０ｂ，４０ｃの各他方の入力端子に供給さ
れる。従つて、各エクスクルシブOR回路４０
ａ，４０ｂ，４０ｃは２つの入力が等しい場合と
異る場合とによりその出力が切換えられ、磁束演
算器３２により演算された磁束Φuv，Φvw，Φwu
の周波数と同期した矩形波信号がエクスクルシブ
OR回路４０ａ，４０ｂ，４０ｃのそれぞれの出
力端子から振幅制限回路４４の入力端子Ａ，Ｂ，
Ｃに供給される。
一方、電流検出器２２により検出された直流電
源装置２４の出力電流ＩDCは転流重なり角調整用
の調整抵抗５２に供給され、この調整抵抗５２に
より調整された電圧値βIをもつ転流重なり角相
当信号が振幅制限回路４４の一方の信号入力端子
Ｄに供給される。従つて、転流重なり角相当信号
の電圧値βIは直流出力電流ＩDCの変動に比例し
て増減する。また、転流余裕角設定用の調整抵抗
５４には制御電源Vcから電流が供給され、可制
御電気弁のサイリスタのターンオフ時間により定
められた転流余裕角に相当した電圧値βTをもつ
転流余裕角指令信号が調整抵抗５４により設定さ
れて振幅制限回路１４の他方の信号入力端子Ｅに
供給される。
源装置２４の出力電流ＩDCは転流重なり角調整用
の調整抵抗５２に供給され、この調整抵抗５２に
より調整された電圧値βIをもつ転流重なり角相
当信号が振幅制限回路４４の一方の信号入力端子
Ｄに供給される。従つて、転流重なり角相当信号
の電圧値βIは直流出力電流ＩDCの変動に比例し
て増減する。また、転流余裕角設定用の調整抵抗
５４には制御電源Vcから電流が供給され、可制
御電気弁のサイリスタのターンオフ時間により定
められた転流余裕角に相当した電圧値βTをもつ
転流余裕角指令信号が調整抵抗５４により設定さ
れて振幅制限回路１４の他方の信号入力端子Ｅに
供給される。
振幅制限回路４４の指令信号入力端子Ｄおよび
Ｅに供給された転流重なり角指令信号電圧βIお
よび転流余裕角指令信号電圧βTは、第１反転増
幅器４６に供給され、次式 −（βI＋βT）＝−βe …(4) 但し、βｅ……制御角指令のための制御入力信
号 に示すように加算して反転され、出力電圧−βe
がダイオード回路５０の一方の端子ａおよび第２
反転増幅器４８に供給される。この入力電圧は、
第２反転増幅器４８においてさらに反転され、出
力電圧＋βeがダイオード回路５０の他方の端子
ｂに供給される。従つて、振幅制限回路４４の入
力端子Ａ，Ｂ，Ｃに供給された信号の振幅は第２
図ｃに示すように＋βeおよび−βeに制限され
る。
Ｅに供給された転流重なり角指令信号電圧βIお
よび転流余裕角指令信号電圧βTは、第１反転増
幅器４６に供給され、次式 −（βI＋βT）＝−βe …(4) 但し、βｅ……制御角指令のための制御入力信
号 に示すように加算して反転され、出力電圧−βe
がダイオード回路５０の一方の端子ａおよび第２
反転増幅器４８に供給される。この入力電圧は、
第２反転増幅器４８においてさらに反転され、出
力電圧＋βeがダイオード回路５０の他方の端子
ｂに供給される。従つて、振幅制限回路４４の入
力端子Ａ，Ｂ，Ｃに供給された信号の振幅は第２
図ｃに示すように＋βeおよび−βeに制限され
る。
このように、±βeを振幅とし周波数がそれぞれ
磁束Φuv，Φvw，Φwuの周波数と同期した３つの
制御角指令のための制御入力信号βeが振幅制限
回路４４の出力端子Ｆ，Ｇ，Ｈから位相制御要素
としての比較増幅器５６ａ，５６ｂ，５６ｃのそ
れぞれの一方の入力端子に供給され、かつ比較増
幅器５６ａ，５６ｂ，５６ｃのそれぞれの他方の
入力端子にベクトル回転器３４により移相された
磁束Φu，Φv，Φwが位相基準信号として供給さ
れて両入力がそれぞれ比較され、比較増幅器５６
ａ，５６ｂ，５６ｃの第２図ｄに示すパルス信号
XV，YW，ZUが出力端子から制御入力切換器５
８に供給される。この場合に、交流矩形波である
３相の制御入力信号βeは、３相正弦波の位相基
準信号Φu，Φv，Φwに対して位相が90゜ずれて
いる。この制御入力切換器５８の３相からなる出
力信号XV，YW，ZUは論理回路６０に供給さ
れ、第２図ｅに示すように６相からなるパルス信
号Ｘ，Ｙ，Ｚ，Ｕ，Ｖ，Ｗに分配され、これらの
パルス信号がそれぞれ可制御電気弁２０Ｘ，２０
Ｙ，２０Ｚ，２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗに供給され
てこれらの電気弁が開閉される。このように可制
御電気弁を制御することにより、無整流子電動機
のｕ相、ｖ相、ｗ相巻線に、第２図ｆに示す電機
子電流Ｉu，Ｉv，Ｉwが分配され、転流余裕角βT
を常に所定値に保持して安定した運転が行われ
る。なお、この場合における電動機端子電圧Ｖは
第２図ｇに示す波形となり、この波形の陥没部の
時間は転流重なり角βIに相当する。
磁束Φuv，Φvw，Φwuの周波数と同期した３つの
制御角指令のための制御入力信号βeが振幅制限
回路４４の出力端子Ｆ，Ｇ，Ｈから位相制御要素
としての比較増幅器５６ａ，５６ｂ，５６ｃのそ
れぞれの一方の入力端子に供給され、かつ比較増
幅器５６ａ，５６ｂ，５６ｃのそれぞれの他方の
入力端子にベクトル回転器３４により移相された
磁束Φu，Φv，Φwが位相基準信号として供給さ
れて両入力がそれぞれ比較され、比較増幅器５６
ａ，５６ｂ，５６ｃの第２図ｄに示すパルス信号
XV，YW，ZUが出力端子から制御入力切換器５
８に供給される。この場合に、交流矩形波である
３相の制御入力信号βeは、３相正弦波の位相基
準信号Φu，Φv，Φwに対して位相が90゜ずれて
いる。この制御入力切換器５８の３相からなる出
力信号XV，YW，ZUは論理回路６０に供給さ
れ、第２図ｅに示すように６相からなるパルス信
号Ｘ，Ｙ，Ｚ，Ｕ，Ｖ，Ｗに分配され、これらの
パルス信号がそれぞれ可制御電気弁２０Ｘ，２０
Ｙ，２０Ｚ，２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗに供給され
てこれらの電気弁が開閉される。このように可制
御電気弁を制御することにより、無整流子電動機
のｕ相、ｖ相、ｗ相巻線に、第２図ｆに示す電機
子電流Ｉu，Ｉv，Ｉwが分配され、転流余裕角βT
を常に所定値に保持して安定した運転が行われ
る。なお、この場合における電動機端子電圧Ｖは
第２図ｇに示す波形となり、この波形の陥没部の
時間は転流重なり角βIに相当する。
以上、要するに本発明装置における主要構成要
素の特徴は次の通りである。まず、位相制御要素
としては、コンパレータにおいて位相基準信号
（同期信号）を直接に制御入力信号と比較する方
法と、位相基準信号（同期信号）により鋸歯状信
号を得て、これと制御入力信号と比較する方法と
があるが、第１図の実施例では、前者の方法を採
用している。即ち、コンパレータ５６ａ，ｂ，ｃ
において、位相基準信号Φw，ｕ，ｖを直接に端
子Ｆ，Ｇ，Ｈからの制御入力信号と比較している
（この比較の様子は第２図Ｃ参照）。
素の特徴は次の通りである。まず、位相制御要素
としては、コンパレータにおいて位相基準信号
（同期信号）を直接に制御入力信号と比較する方
法と、位相基準信号（同期信号）により鋸歯状信
号を得て、これと制御入力信号と比較する方法と
があるが、第１図の実施例では、前者の方法を採
用している。即ち、コンパレータ５６ａ，ｂ，ｃ
において、位相基準信号Φw，ｕ，ｖを直接に端
子Ｆ，Ｇ，Ｈからの制御入力信号と比較している
（この比較の様子は第２図Ｃ参照）。
また、振幅制限回路４４は、端子Ａ，Ｂ，Ｃに
与えられた一定振幅の交流矩形波信号を可変量±
βe＊なる振幅にして伝達するものであり、第２
図Ｃからわかるようにこの可変量±βe＊に応じ
て位相制御角βeが決まる。
与えられた一定振幅の交流矩形波信号を可変量±
βe＊なる振幅にして伝達するものであり、第２
図Ｃからわかるようにこの可変量±βe＊に応じ
て位相制御角βeが決まる。
比較増幅器３８ａ，ｂ，ｃは、通常の使用目的
と変わらず、波形整形をするもので、具体的には
第２図ｂ，Ｃの関係から明らかな如く、正弦波形
を矩形波形にするものである。
と変わらず、波形整形をするもので、具体的には
第２図ｂ，Ｃの関係から明らかな如く、正弦波形
を矩形波形にするものである。
エクスクルシブOR回路４０ａ，ｂ，ｃは、正
転時と逆転時とでは極性切り換えが必要であるこ
とから設けられたものであり、回転方向を示す信
号を比較増幅器４２から得ているのである。従つ
て、逆転を行わない場合はエクスクルシブOR回
路４０ａ，ｂ，ｃおよび比較増幅器４２は直流起
電力演算器３６とともに省略できる。
転時と逆転時とでは極性切り換えが必要であるこ
とから設けられたものであり、回転方向を示す信
号を比較増幅器４２から得ているのである。従つ
て、逆転を行わない場合はエクスクルシブOR回
路４０ａ，ｂ，ｃおよび比較増幅器４２は直流起
電力演算器３６とともに省略できる。
そして、直流起電力演算器３６は、起電力Ｅu
ｖ，vw，wuを磁束Φw，ｕ，ｖによつて同期整
流することにより回転方向に応じた極性を有する
直流起電力を得るものである。この場合に比較増
幅器４２は極性判別を行う。
ｖ，vw，wuを磁束Φw，ｕ，ｖによつて同期整
流することにより回転方向に応じた極性を有する
直流起電力を得るものである。この場合に比較増
幅器４２は極性判別を行う。
第３図は、負荷電流ＩDCと転流余裕角βTとの
関係を、本発明装置による場合と位置検出器によ
る場合とにおいて比較した実験結果を示すもので
ある。実験結果から明らかなように、本発明装置
による場合は、第３図の実線で示すように、負荷
電流が変動した場合においても転流余裕角βTが
殆んど一定値に保持されているのに対し、位置検
出器による場合は、第３図の点線で示すように、
負荷電流の増加に伴つて転流余裕角βTが著しく
減少していることが確認される。
関係を、本発明装置による場合と位置検出器によ
る場合とにおいて比較した実験結果を示すもので
ある。実験結果から明らかなように、本発明装置
による場合は、第３図の実線で示すように、負荷
電流が変動した場合においても転流余裕角βTが
殆んど一定値に保持されているのに対し、位置検
出器による場合は、第３図の点線で示すように、
負荷電流の増加に伴つて転流余裕角βTが著しく
減少していることが確認される。
また、第４図は、負荷電流とトルクとの関係を
本発明装置による場合と位置検出器による場合と
において比較した実験結果を示すものである。第
４図に示される実験結果から明らかなように、本
発明装置による場合（実線）は位置検出器による
場合（破線）に比べてトルクが大きく、高力率で
運転されることが確認される。
本発明装置による場合と位置検出器による場合と
において比較した実験結果を示すものである。第
４図に示される実験結果から明らかなように、本
発明装置による場合（実線）は位置検出器による
場合（破線）に比べてトルクが大きく、高力率で
運転されることが確認される。
また、上述の実施例においては、転流余裕角設
定用の調整抵抗５４に制御電源Vcから電流を供
給したが、磁束絶対値演算器を設けて磁束Φu，
Φv，Φwから次式 √u ２＋v ２＋w ２＝｜Φ｜ …(5) に従つて磁束絶対値｜Φ｜を演算し、この出力電
圧を制御電源電圧Ｖcの代りに調整抵抗５４に印
加し、磁束絶対値｜Φ｜に比例した転流余裕角相
当信号を発生するようにすることもできる。基底
速度以上における界磁弱め範囲においては界磁弱
めに応じて磁束絶対値が小さくなることから、前
者の場合には転流余裕角指令信号が一定のままで
あるために、磁束絶対値が小さくなるほど実際の
転流余裕角は大きくなり、従つてその角度の時間
換算値としてはあまり変化しないという動作とな
るのに対して、後者の場合には転流余裕角指令信
号も磁束絶対値に合わせて小さくされるために、
実際の転流余裕角が変化しないという動作とな
る。第５図は上記の関係を示すもので、第５図
ａ，ｂ，ｃのそれぞれの（右側）の波形は起電
力Ｅを（左側）と同じに保持し、回転速度を
の場合の２倍に増加し、磁束をの場合の1/2に
減少した状態における起電力Ｅ、磁束Φ′、転流
余裕角指令信号βTを示すものである。上述の実
施例のように、制御電源Ｖcから調整抵抗５４に
一定の電流を供給した場合には、第５図ｂに示す
ように回転速度および磁束が変動した場合にも余
裕時間が所定値に保持され、また磁束絶対値演算
器により演算された磁束絶対値｜Φ｜に相当する
電圧を調整抵抗５４に印加した場合には、転流余
裕角指令信号が磁束絶対値｜Φ｜に比例するた
め、第５図ｃに示すように、余裕角βTは回転速
度、磁束が変動した場合においても所定値に保持
される。一般に、転流余裕角βTは可制御電気弁
（サイリスタ）のターンオフ時間により決定され
るが、転流余裕角βTの設定は上記のいずれの形
式によつても行うことができる。
定用の調整抵抗５４に制御電源Vcから電流を供
給したが、磁束絶対値演算器を設けて磁束Φu，
Φv，Φwから次式 √u ２＋v ２＋w ２＝｜Φ｜ …(5) に従つて磁束絶対値｜Φ｜を演算し、この出力電
圧を制御電源電圧Ｖcの代りに調整抵抗５４に印
加し、磁束絶対値｜Φ｜に比例した転流余裕角相
当信号を発生するようにすることもできる。基底
速度以上における界磁弱め範囲においては界磁弱
めに応じて磁束絶対値が小さくなることから、前
者の場合には転流余裕角指令信号が一定のままで
あるために、磁束絶対値が小さくなるほど実際の
転流余裕角は大きくなり、従つてその角度の時間
換算値としてはあまり変化しないという動作とな
るのに対して、後者の場合には転流余裕角指令信
号も磁束絶対値に合わせて小さくされるために、
実際の転流余裕角が変化しないという動作とな
る。第５図は上記の関係を示すもので、第５図
ａ，ｂ，ｃのそれぞれの（右側）の波形は起電
力Ｅを（左側）と同じに保持し、回転速度を
の場合の２倍に増加し、磁束をの場合の1/2に
減少した状態における起電力Ｅ、磁束Φ′、転流
余裕角指令信号βTを示すものである。上述の実
施例のように、制御電源Ｖcから調整抵抗５４に
一定の電流を供給した場合には、第５図ｂに示す
ように回転速度および磁束が変動した場合にも余
裕時間が所定値に保持され、また磁束絶対値演算
器により演算された磁束絶対値｜Φ｜に相当する
電圧を調整抵抗５４に印加した場合には、転流余
裕角指令信号が磁束絶対値｜Φ｜に比例するた
め、第５図ｃに示すように、余裕角βTは回転速
度、磁束が変動した場合においても所定値に保持
される。一般に、転流余裕角βTは可制御電気弁
（サイリスタ）のターンオフ時間により決定され
るが、転流余裕角βTの設定は上記のいずれの形
式によつても行うことができる。
以上のように、本発明では、位相基準信号とし
て磁束波形信号を使用し、これを鋸歯状波信号に
変換することなく直接に制御入力信号と比較する
ことにより可制御電気弁の点弧時点を決定してい
る。その場合に制御入力信号は、軽流重なり角の
検出信号と転流余裕角の指令信号とから形成さ
れ、所望の転流余裕角を得るに必要な制御角を指
令する。
て磁束波形信号を使用し、これを鋸歯状波信号に
変換することなく直接に制御入力信号と比較する
ことにより可制御電気弁の点弧時点を決定してい
る。その場合に制御入力信号は、軽流重なり角の
検出信号と転流余裕角の指令信号とから形成さ
れ、所望の転流余裕角を得るに必要な制御角を指
令する。
端子電圧は周波数に比例して変化する振幅を有
し、しかも軽流陥没等の波形の乱れを有する。端
子電圧を起電力に変換した後これを積分すること
により形成される位相基準信号は磁束の次元を有
し、その形成過程で行われた積分のおかげで付随
的に生じるフイルタ効果により、転流による波形
の乱れが十分に低減された正弦波形となる。しか
もその得られた正弦波形の振幅は界磁によつて決
まり、周波数に依存しないために、低速度範囲に
おいても十分な振幅を有する。
し、しかも軽流陥没等の波形の乱れを有する。端
子電圧を起電力に変換した後これを積分すること
により形成される位相基準信号は磁束の次元を有
し、その形成過程で行われた積分のおかげで付随
的に生じるフイルタ効果により、転流による波形
の乱れが十分に低減された正弦波形となる。しか
もその得られた正弦波形の振幅は界磁によつて決
まり、周波数に依存しないために、低速度範囲に
おいても十分な振幅を有する。
また、端子電圧の零点に同期させて形成した鋸
歯状波信号と制御入力信号とのレベル比較によつ
て点弧時点を決定する従来技術では、周波数の変
化に合わせて遅れなく鋸歯状波信号の勾配を調整
する特別の手段が必要であるのに対して、本発明
では位相基準信号として磁束波形信号の直線状部
分の勾配が既に周波数に依存して変化するため、
そのような特別の手段は不要である。
歯状波信号と制御入力信号とのレベル比較によつ
て点弧時点を決定する従来技術では、周波数の変
化に合わせて遅れなく鋸歯状波信号の勾配を調整
する特別の手段が必要であるのに対して、本発明
では位相基準信号として磁束波形信号の直線状部
分の勾配が既に周波数に依存して変化するため、
そのような特別の手段は不要である。
本発明装置によれば、負荷電流が変動した場合
においても転流余裕角を常に所定値に保持して電
動機を高力率で運転し、過負荷耐量を増加するこ
とができ、無整流子電動機の性能の向上に資する
効果が極めて大きい。
においても転流余裕角を常に所定値に保持して電
動機を高力率で運転し、過負荷耐量を増加するこ
とができ、無整流子電動機の性能の向上に資する
効果が極めて大きい。
以上、本発明の好適な実施例について説明した
が、本発明の精神を逸脱しない範囲内において
種々の設計変更を行い得ることは勿論である。
が、本発明の精神を逸脱しない範囲内において
種々の設計変更を行い得ることは勿論である。
第１図は本発明に係る無整流子電動機の制御装
置の構成を示す回路図、第２図は第１図に示す本
発明装置の作用を示す波形図、第３図は負荷電流
と転流余裕角との関係を本発明装置による場合と
位置検出器による場合とにおいて比較した実験結
果を示す特性曲線図、第４図は負荷電流とトルク
との関係を本発明装置による場合と位置検出器に
よる場合とにおいて比較した実験結果を示す特性
曲線図、第５図は本発明装置に使用される定余裕
時間設定と定余裕角設定との比較波形図である。 １０……電機子巻線、１２……界磁巻線、１
４，１６……電流検出器、１８……電力変換器、
２０Ｘ，２０Ｙ，２０Ｚ，２０Ｕ，２０Ｖ，２０
Ｗ……可制御電気弁、２２……電流検出器、２４
……直流電源装置、２６，２８……端子電圧検出
器、３０……起電力演算器、３２……磁束演算
器、３４……ベクトル回転器、３６……直流起電
力演算器、３８ａ，３８ｂ，３８ｃ……比較増幅
器、４０ａ，４０ｂ，４０ｃ……エクスクルシブ
OR回路、４２……比較増幅器、４４……振幅制
限回路、４６……第１反転増幅器、４８……第２
反転増幅器、５０……ダイオード回路、５２，５
４……調整抵抗、５６ａ，５６ｂ，５６ｃ……比
較増幅器、５８……制御入力切換器、６０……論
理回路。
置の構成を示す回路図、第２図は第１図に示す本
発明装置の作用を示す波形図、第３図は負荷電流
と転流余裕角との関係を本発明装置による場合と
位置検出器による場合とにおいて比較した実験結
果を示す特性曲線図、第４図は負荷電流とトルク
との関係を本発明装置による場合と位置検出器に
よる場合とにおいて比較した実験結果を示す特性
曲線図、第５図は本発明装置に使用される定余裕
時間設定と定余裕角設定との比較波形図である。 １０……電機子巻線、１２……界磁巻線、１
４，１６……電流検出器、１８……電力変換器、
２０Ｘ，２０Ｙ，２０Ｚ，２０Ｕ，２０Ｖ，２０
Ｗ……可制御電気弁、２２……電流検出器、２４
……直流電源装置、２６，２８……端子電圧検出
器、３０……起電力演算器、３２……磁束演算
器、３４……ベクトル回転器、３６……直流起電
力演算器、３８ａ，３８ｂ，３８ｃ……比較増幅
器、４０ａ，４０ｂ，４０ｃ……エクスクルシブ
OR回路、４２……比較増幅器、４４……振幅制
限回路、４６……第１反転増幅器、４８……第２
反転増幅器、５０……ダイオード回路、５２，５
４……調整抵抗、５６ａ，５６ｂ，５６ｃ……比
較増幅器、５８……制御入力切換器、６０……論
理回路。
Claims (1)
- １ 複数個の可制御電気弁からなる電力変換器を
介して同期機の電機子巻線に給電が行われる無整
流子電動機において、電機子端子電圧の検出信号
と電機子電流の検出信号から電機子起電力を求め
る起電力演算手段と、該起電力演算手段の出力信
号を積分することにより磁束を求める磁束演算手
段と、軽流重なり角の検出信号と転流余裕角の指
令信号とから所望の転流余裕角を得るに必要な電
力変換器の制御角に対応する信号を形成する制御
角指令手段と、前記磁束演算手段の出力信号を位
相基準信号として且つ前記制御角指令手段の出力
信号を制御入力信号として受け取つて両者の大小
比較を行う比較手段と、該比較手段の出力信号を
論理合成することにより電力変換器内の個々の可
制御電気弁のための制御パルスを形成する論理合
成手段とを備えていることを特徴とする無整流子
電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3812978A JPS54131712A (en) | 1978-04-03 | 1978-04-03 | Controlling device for commutatorless motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3812978A JPS54131712A (en) | 1978-04-03 | 1978-04-03 | Controlling device for commutatorless motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS54131712A JPS54131712A (en) | 1979-10-13 |
| JPS6159073B2 true JPS6159073B2 (ja) | 1986-12-15 |
Family
ID=12516833
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3812978A Granted JPS54131712A (en) | 1978-04-03 | 1978-04-03 | Controlling device for commutatorless motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS54131712A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008136354A (ja) * | 2000-09-18 | 2008-06-12 | Edwards Kk | センサレスブラシレスモータの制御回路、センサレスブラシレスモータ装置、及び真空ポンプ装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58159684A (ja) * | 1982-03-17 | 1983-09-22 | Fuji Electric Co Ltd | 無整流子電動機の制御装置 |
-
1978
- 1978-04-03 JP JP3812978A patent/JPS54131712A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008136354A (ja) * | 2000-09-18 | 2008-06-12 | Edwards Kk | センサレスブラシレスモータの制御回路、センサレスブラシレスモータ装置、及び真空ポンプ装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS54131712A (en) | 1979-10-13 |
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