JPS6192007A - レベル補償回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は微弱な電気信号、たとえば微弱な光信号を光−
電気変換した微弱信号を高利得増幅する増幅器を含む動
作レベル補償回路に関する。さらに、本発明は、このよ
うな微弱信号を交流増幅器を含む増幅器で増幅し、増幅
される信号波形や振幅の変化にもかＸわらず信号波形の
０となるレベル（０レベル）を常に一定に保つように補
償し、増幅器の直線性を改善し、ダイナミックレンジの
変動を極めて小さくしたｙ流増幅器を言む増幅器の動作
レベルを補償する動作レベル補償回路に関する。

〔従来の技術〕

最近の光通信技術等の先端技術は高速半導体技術に支え
られて著るしい発展をしているが、これらの分野におい
て広帯域でしかも低雑音かつ高利得の増幅器の必要性が
高まっており、その高−性能化は重要な問題となってい
る。

光信号は光−電気変換したのち増幅されるが、信号は微
弱であるだめ、増幅には高利得が請求され、そのために
は避は難いドリフト問題を内蔵する直流増幅器を多段接
続するよりは、十分に低い低域遮断周波数をゼする交流
増幅器を用いるのが性能面のみならず価格面においても
有オリである。

光通信等においては、直流増幅器を用いる必要性もない
ことから、ドリフト問題もなく、単一電源で動作し、小
型、低消費電力化が可能な交流増幅器が用いられている
。

しかるに、光信号の計測等、たとえはファイバの特性計
測ヤ破断点の探知などにおいて、ファイバの一端から光
パルスを送出し、ファイバの各点から戻ってくる反射波
を垢・幅し観測する装置（以下、０ＴＤＲという。）の
場合にはその反射波であ纂微弱信号のＯレベルを正確に
知ることが盛装であり、直流増幅器を用いる必要があっ
た。

しかし、現実には直流増幅器は、ドリフトの問題や多段
接続の困難性、複数の電源を要する点など微小信号の増
幅には必すしも適当な増幅器であるとはいえなかった。

とくに、０ＴＤＲの場合は、測定端の近傍からの反射波
の振幅は極めて大きく、遠方からの反射波の振幅は微小
なものであり、その両極端の信号を同時に増幅する増幅
器、すなわちダイナミックレンジの広い増幅器を得るこ
とはＸ翠課題であった。

０ＴＤＲではファイバのレイリー散乱による後方散乱光
とファイバの接続点や破断庶など不連続部分におけるフ
レネル反射による反射波を堀゛幅しており、ダイナミッ
クレンジを大きくとるためおよび、ファイバの減衰特性
の観測の部会上対数１”８幅器が用いられる。

この対数増幅器では、ドリフトを避けるため、および高
利得を得るため等の理由から、一般に交流増幅器が用い
られる。

ところが、０ＴＤＲでは、前記の理由力・ら、広帯域、
高利得、広ダイナミツクレンジの増幅器が擬木されるの
であるが、従来のものは高価であるばかりか、交流増幅
器の特性に起因した入力信号の波形、たとえばパルス波
形でめる場合には、そのデユーティ比等の変動によシ増
幅器の動作レベルが変動するため、ダイナミックレンジ
や精度に重大な影響を及ぼすという欠点があった。

とくに、対数増幅器の場合には、その対数特性から動作
レベルの変動は測定精度の者るしい悪化をもたらすため
に、この動作レベルの安定化のための補償なしには十分
な性能を達成できなかったのである。

この問題について、以下第７図（ａ）ないしくｄ）を用
いて具体的に説明する。

第７図において、（ａ）は従来の広帯域受光回路の一例
を示す。１１は直流増幅器である前置増幅器、１２は交
流増幅器で、たとえば、対数増幅器用ＩＣ（集積回路）
である１２ａ、　１２ｂおよび結合コンデンサ１７、１
８を含み、直流増幅器１１の出力端子２０から結合コン
デンサ１６を介して信号を加えられる。１４はＡＰＤ　
（アバランシェホトダイオード）等の受光素子でＶａは
そのバイアス電源であり、受光素子１４の出力は前置′
Ｊ￥１幅器１１の入力端子１５を経て、前置増幅器１１
および交流増幅器１２により増幅されて交流増幅器１２
の出力端子１９にその出力を得ることができる。

こ＼で、対数増幅器用ＩＣである１２ａ＋　１２ｂなど
の段数は必要に応じて増加され、さらに高利得のものも
可能である。

受光素子１４が、前述した０ＴＤＲにおいて、後方散乱
光を受光すると、前に増幅器１１で増幅され、その出力
端子２０　Ｋは第７図（Ｃ）に示すような波形が得られ
る。（ｃ）において点線は後方散乱光が零となるレベル
（Ｏレベル）である。ところがこの信号を、交流増幅器
の各段間の結合コンデンサＣと入力インピーダンスＲを
等制約に示す回路である（ｂ）を通すと、（ｄ）に示す
ようになシ、（ｃ）の成形に対、してΔだけシフトする
こと＼なる。このシフトの量Δは後方散乱光の量や７レ
ネル反射光の大きさ、光パルスのくり返し、すなわちデ
ユーティサイクルの変化などで変動する。

このように０レベルが変動すると、対数増幅器のごとく
信号のレベルによって利得が変化する場合には、正確な
す一幅を期待することができない。

とくに対数増幅器を多段接続するほど、その増幅誤差は
相乗的に増幅するため、使用可能なダイナミックレンジ
は著るしく狭いものとなる。

また一般の交流増幅器を使用した場合においても、θレ
ベルの変動のため、精度を喪するアナログデジタル変換
器等の用途においては、精度劣化の原因となっていた。

〔発明が解決しようとする問題点〕

交流増幅器に信号が印加されると、その波形によって増
幅器の動作レベルが変動し、増幅度の誤差を生じ、かつ
ダイナミックレンジの変動をもたらすという問題点があ
った。この問題点を解決するものが本発明である。

〔問題点を解決するための手段〕

信号波形を交流増幅器に印加した場合に０レベルの変動
を生ずる一原因は、その信号波形の正方向の振幅成分（
正方向の波形の面積）と負方向の振幅成分（負方向の波
形の面積）とが等しくないためであり、このような両振
幅成分が等しくない場合、たとえば、第７図（ｃ）に示
すような波形の場合、正方向の振幅成分に等しい負方向
の振幅成分を合成し、かつ０レベルを補償して交流増幅
者に印加することによって交流増１１１ａｉｉ器の動作
レベルの変動を除去し、信号の０レベルの変動を防止せ
んとするものであり、本発明はこのような交流増幅器の
動作のレベル補償回路を提供するものであ−る。

〔作　用〕

本発明は信号波形のうち、信号がＯレベルとなる期間に
、たとえば信号波形の正方向の振幅成分に等しい負の振
幅成分を合成せしめることによって交流増幅器の動作の
レベルを補償するように作用するものである。

〔実施例〕

以下、第１図に本発明の一実施例を示し説明する。こ＼
で第７図の構成要素に対応するものについては同一の符
号を付しである。

第１図において、２２および２３はともに演算増幅器で
あシ、２３は高入力インピーダンスのＦＥＴ入力タイプ
のもので、開ループ利得が大きく、かつオフセットｖｔ
圧のドリフトの小さい増幅器である。２８および３０は
演算増幅器２２の利得を設定するための抵抗、３１は演
算増幅器２２の高域制限をし、動作の安定をはかるため
のコンデンサであり、このように接続された演算増幅器
２２は反転増幅器を構成している０ 演算増幅器２３の出力端子３３と演算増幅器２２０反転
入力端子（−の記号が付しである端子）は抵抗３２を介
して結合されている。３４は演算増幅器２３の高域制限
をし、動作の安定をはかるためのコンデンサ、３５およ
び３６はそれぞれ演算増幅器２３０反転および非反転入
力端子（それぞれ−および十の記号が付されている）に
結合されたサンプリング信号蓄積用のコンデンサである
。

抵抗３７は前置増幅器１１の出力端子２０ａに出力され
る信号の高周波成分に影響を与えない程度のインピーダ
ンスを有し、低周波取分を抽出するために用いられてい
る。抵抗３８も同様の目的のために用いられている。

２４、２５および４９はともにスイッチであり、高速動
作をする半纏体アナログスイッチ２４ａ、　２４ｂと２
５ａ、　２５ｂおよび４９ａ、　４９ｂを含む。

２ψ１イツテ制御回路であってスイッチ２４．２５゜４
９およびレベル制御回路４７に含まれるスイッチのスイ
ッチ切換のだめの制御信号を発生し、線路３９〜４２に
よってこれらのスイッチを制御する。こメで線路３９．
４４には信号Ａが、線路４０．４５には信号Ｂがそれぞ
れ印加される。２７はスイッチ２５と結合コンデンサ１
６の結合部に配され、スイッチ２５の一方に結合された
出力端子でめる。

４６はレベル制御回路で演算増幅器２２．２３　、スイ
ッチ２４などを含む。

４７は４６と同様のレベル制御回路でそれぞれ４６に含
まれる演算増幅器およびスイッチなどを含む。

２１はスイッチ４９の一方に結合された本発明に係るレ
ベル補償回路の出力端子である。

第２図は第１図に示す回路の各部の波形を示すもので、
これを用いて回路動作を説明する。

第２図において、（ａｌ）は回路動作の基本となるタイ
ミング用の第１クロツクであり、この第１クロツクに同
期して、たとえば、図示されていないレーザダイオード
が駆動され、ファイバの後方散乱光の光−電気変換され
た信号が前置増幅器１１で増幅され、出力端子２０ａに
（ｂ）に示す波形が得られる。出力端子２０ｂには（ｂ
）に示す波形の逆極性の信号波形が侍られる。この出力
端子２０ａの信号は抵抗２８を介して演算増幅器２２の
反転入力端子に入力され、増幅されたのち、演算増幅器
２２の出力には（ｃ）に示すように、（ｂ）の波形とは
逆極性の波形を得る。

一方スイッチ制御回路２６は、線路４３により（ａｌ）
に示す第１クロツクが印加され、スイッチ制御回路２６
が内蔵するノことえば、双安定回路で（ａ２）に示、す
第２クロツクを得、この第２クロツクで単安定マルチバ
イブレータをトリガして（ｅ）に示す波形を得、この波
形の後縁部である立下りでさらに別個の単安定マルチバ
イブレータをトリ力して（ｆ）に示す波形を得る。

同様にして、さらに別個の２つの単安定マルチバイブレ
ータによシ、（ａｌ）に示す第１クロツクから（ｊ）お
よび（ロ）に示す波形を得る。この（ｋ）に示す波形か
ら父互に１つおきにパルス良形を取り出してば）および
（ハ）に示す波形を得る。

これらの波形は、それぞれ、線路４３には（ａｌ）が、
線路３９．４４には＜１＞が、線路４０．４５には（ハ
）が、線路４２には（ｆ）が、線路４１には（ｆ）に示
した波形の反転した信号すなわち（ｆ）が単安定マルチ
バイブレークのＱ出力信号であればＱ出力信号が印加さ
れるようになっている。

このときアナログスイッチ２４ａは（１）に示す波形の
低レベルでオンとなり、蓄積用のコンデンサ３５に（ｂ
）に示す波形の信号が十分に小さくなったときのレベル
（０レベル）を記憶する。同様にして、アナログスイッ
チ２４ｂは（ハ）に示す波形の低レベルでオンとなシ、
蓄積用のコンデンサ３６に（Ｃ）に示す波形の信号が十
分に小さくなったときのレベルを記憶する。このとき、
蓄積用のコンデンサ３５および３６の蓄積したレベルに
差異かめると、誤差検出用の差動増幅器として動作する
演算増幅器２３の出力端子３３に誤差電圧が増幅されて
あられれ、抵抗３２を介して演ｎ堀幅器２２の反転入力
端子に印加され抵抗３８、アナログスイッチ２４ｂを介
してコンデンサ３６に負帰還されるから、コンデンサ３
６に蓄積された信号のレベルはコンデンサ３５に蓄積さ
れた信号ルベル（０レベル）に等しくなる。すなわち、
この負帰還ループを含む回路はレベル制御回路として動
作する。

そこで、アナログスイッチ２５ａが（ｆ）に示す波形の
高レベルでオンとなり、アナログスイッチ２５ｂが（ｆ
）に示す低レベルでオンとなると出力端子２７には（ｂ
）および（ｃ）に示す波形の合成された（ｄ）に示す波
形が得られる。すなわち、こ＼でスイッチ２５は信号合
成手段として動作する。

出力端子２７に得られた（ｄ）に示す波形は、そのＯレ
ベルを等しくする（ｂ）および（ｃ）に示す波形を合成
した合成信号であるから、０レベルの上下の面積は等し
く、これが交流増幅器１２に結合コンデンサ１６を介し
て印加されてもレベル変動を生ずることなく精度の高い
増幅を可能とする。

もしも、前記負帰還ループがないならば出力端子２７に
は（ｎ）に示すように正側の波形と負側の面積が同じで
あっても、Δであられす０レベルのシフトを生じた波形
しか得られないのである。

こ＼で一例として（ｄ）に示す波形において、（ｂ）に
示す波形に対応する部分のみを観測の対象としていると
する。そこで（ｆ）に示す信号の代りに（ｅ）に示す信
号を用いることも可能である。その場合には（ｂ）に示
す波形の立上り部分、すなわち、０ＴＤＲの近傍のファ
イバの後方散乱光の部分は観測が困難となる。（ｆ）に
示す信号を用いるならば、波形の立”上り部分から０Ｔ
ＤＲの観測用ブラウン管（図示せず）の管面上に表示す
ることが可能となる。この波形の立上り部分を表示する
までの時間（遅延時間）、すなわちｆｆ）に示す波形の
立上りと（ｂ）に示す波形の立上りにおける時間差の調
整も容易にすることができるからブラウン管面に波形の
立上り部分から完全に表示することが可能である０とこ
ろで（ｄ）に示す波形において、（ｂ）に示す波形に対
応する部分のみを観測対象とすると光パルスのくり返し
のうち半分しか使用しないため、レーザダイオードの使
用効率が低下するだけでなく、雑音を抑圧し信号対雑音
比（Ｓ／Ｎ　）を改善するためのアペレー°ジング等に
袂する信号処理時間が長くなるという欠点を有していた
。そこ中本発明にか＼わるレベル補償回路では、交流増
幅器１２′の出力端子１９に出力される出力信号波形を
レベル制御回路４７とスイッチ４９により再び合成して
全ての光パルスを使用可能としている。すなわちレベル
制御回路４７で波形（ｄ）に対応する波形の反転信号□
□□）を得、かつ信号のＯレベルを補償した後スイッチ
４９を信号合成手段として波形（ｈ）を得ているので全
ての波形を観測の対象とすることができる。また）′″
゛″″Ｖ０°Ｖ　＜　Ａｚ　ｌ）：　ｌ″′ｊ′。″″
’−？ｔＭｔ’ＪＫｘｂ’−？ｔＭｔ’ＪＫｘｂ変化路
４７を用いて安定化することができるのは明らかでろろ
う。

（変形例その１−１） 第１図のレベル制御回路４６において、演算増幅器２２
を広帯域で使用する場合には、コンデンサ３１ある必要
がある。これはレベル制御回路４７においても同様のこ
とがいえる。またレベル制御回路４７を第６図に示す反
転増幅器で置換えてもよい。このとき増幅器のオフセッ
ト電圧やドリフトが小さいことが望ましい。第６図にお
いて５０は演算増幅器、５４はバイアス抵抗、５１は利
得設定用可変抵抗、５２．５３は利得設定用抵抗である
。

こ＼で交流増幅器１２は一般にに単電源であることに起
因して、その利得が波形の正方向で異なる場合があり、
このようなものに対して可変抵抗５１で微調整すること
ができる。

（変形例その１−２） 第１図のレベル制御回路４６において、前置増幅器１１
の出力信号をその波形および帯域等に悪影響　　・を与
えることなくできるだけ忠央に処理し、スイッチ２５で
合成して第２図（ｄ）に示す波形を端子２７に得ること
が望ましい。しかし実際には演算増幅器２２の特性によ
って制限を受ける。また前述したように交流増幅器１２
は一般に単電源のため、その利得が波形の正方向と負方
向で異なる場合がある。

このような場合交流増幅器１２の出力を第２図の波形（
ｈ）に示すごとく全て波形観測の対象にするとき、（ｈ
）に示す波形のうち（ｄ）に対応する部分と（ｇ）に対
応する部分が等しくないことになり好ましくない。

そこで交流増幅器１２の正方向の波形のみに着目し、で
きるだけ広帯域で、かつ前置増幅器１１の波形を忠実に
増幅する回路を提供するものが第３図に示す回路である
。

第３図において第１図の構成要素に対応するものについ
ては同一の符号を付しである。こ＼で４８はレベル制御
回路、６１は２５と同様のスイッチ、６２はその出力端
子、６３は結合コンデンサ、６４は交流増幅器、６５は
バイアス用抵抗、６６、６７は利得設定用抵抗であり、
６０は反転ｔ、７幅器を構成する演算増幅器である。

第２図を参照して第３図の回路動作につき以下簡単に説
明する。

前置増幅器１１の出力端子２０ａの信号はレベル制御回
路４６とスイッチ２５により端子２７に第２図に示す波
形（ｄ）として印加され、交流増幅器１２で増幅されて
その出力端子１９を介してレベル制御回路４７に入力さ
れる。

一方出力端子２０ｂの信号は同様にして制御回路４８と
スイッチ６１によシ端子６２に波形（ｇ）として印加さ
れ、交流増幅器６４で増幅され、かつ演算増幅器６０で
反転増幅されて、レベル制御回路４７に入力される。さ
らにこれら（ａ）　、　（ｇ）の波形の０レペルレが補
償された状態でスイッチ４９によシ合成され、波形（ｈ
）を出力端子２１に得る。

以上説明したように第３図の回路によれば回路部品数は
第１図に比べて増加するが交流増幅器の欠点を除去し、
しかも広帯域の信号を波形歪を少くした状態でレベル補
償可能である。

（変形例その２） 第１図の演算増幅器２３を含む負帰還回路の誤差検出能
力は、レベル制御回路４６の後段に接続される交流増幅
器の利得よりも°十分に大きいことが必要である。そこ
で一般の演算増幅器の開ループ利得（たとえば１０〜１
０程度）よ、シも大きい利得を必要とする場合には第１
図に示す演算増幅器２３の出力端子３３と抵抗３２との
間に、第４図に示す増幅器を挿入することが望ましい。

こ＼で５５は演算増幅器、５６．５７は利得設定のだめ
の抵抗、５８は入力バイアス用の抵抗、その他は第１図
に同じでりる。

同様のことはレベル制御回路４７．４８に係る演算増幅
器についてもいえることは明らかでるろう〇微弱信号の
増幅には、本発明のレベル補償回路の後段に接続される
交流増幅器の利得の犬なるものが用いられるため、第４
図に示す増幅器の付加が効果的であるが、さらにこのよ
うな場合に、演算増幅器２３としてオフセット電圧の小
さなものを用イルカあるいは、図示していないオフセッ
トを圧零調を行うことも１袈である。これは、０ＴＤＲ
において、微弱信号の雑音除去のために統計的雑音処理
の一手法である平均化を行うのが一般的であるが、この
場合に後方散乱光の減挾した波形を対数変換して表示す
る場合に、前記オフセット電圧が十分に小さくないと、
対数表示しだ場合の波形の直線性を損ねるからである。

（変形例その３） 第１図に示したスイッチ制御回路２６の動作において第
２図に示した（Ａ’）と（ハ）が同時に低レベルとなら
ないようにするのが望ましい。なぜなら、第１図に示す
演算増幅器２３０２つの入力が同時に変動すると発振な
ど好ましくない問題が生ずることがあるからである。

以上の説明から明らかなごとく、スイッチ制御回路２６
の信号発生のタイミングは、第２図に説明したものに限
定されるものではない。

（変形例その４） 第１図に示すスイッチ２４．２５．４９等を第５図に示
すトランスファ型のものに変更してもよいことは明らか
であろう。

（変形例その５） 第１図において入力端子１５に印加される信号が０レベ
ルを含まない場合には、この入力端子１５または出力端
子２０ａを図示されていないスイッチにより一定期間接
地等することによっであるいは、０ＴＤＲの場合受光素
子の前に光シャッタあるいは光スィッチを設けて後方散
乱光を０とすることによってもＯレベルを得ることがで
きる。

以上に示した実施例につき、要約すると、本発明は、０
レベルを基準に非対称な波形を有するくり返し信号を増
幅する前置増幅器（１１）と、その出力（第２図面）と
Ｏレベルを等しくし、反転した第１の信号（第２図（Ｃ
））を得るための第１のレベル制御手段（４６）と、前
置増幅器（１りの出力と、第１のレベル制御手段（４６
）の出力とを、くり返し信号の周期に同期して交互に取
り出し、０レベルを基準に対称な波形となった出力（第
２図（ｄ））を得るための第１の切換手段（２５）と、
この出力を増幅する交流増幅器（１２）と、この出力と
０７ベルを等しくし、反転した第２の信号（第２図（ｇ
））を得るための第２のレベル制御手段（第１図におい
ては４７．第３図においては４８．６０〜６７、および
４７）の出力（第２図（ｇ））とを、くシ返し信号の周
期１／Ｉ：同期して交互に取シ出し、θレベルを基準に
非対称な波形を有する増幅された出力（第２図（ｈ））
を得る第２の切換手段（４９）とを有するものである。

〔発明の効果〕

以上の説明から明らかなように、入力信号波形が変化し
てもそのＱＶレベル固定され、精度の高い増幅が可能と
なり、広いダイナミックレンジを確保することができる
。

本発明の実施例によれば、交流増幅器１２として高利得
の対数増幅器を用いた場合にその効果は顕著である。

交流増幅器１２として線型増幅指を用いた場合、高利得
の直流増幅器と同様の機能を得ることができ、かえって
、ドリフトのない高Ｉｍ［の増幅器が°得られる０ 、本発明によればＯレベルをサンプリングし負帰還によ
りレベル補償を行うため、温度変化等に対しても安定な
動作が期待できる０ 本発明によるならば、利得が８０ｄＢ以上にもおよぶ交
流増幅器をも安定に動作せしめるためのレベル補償回路
が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は第１
図の動作を説明するための波形図、第３図〜第６図は別
の実施例を説明するための回路図、第７図は従来例を説
明するための図である。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. （１）０レベルを基準に非対称な波形を有するくり返し
   信号を増幅する前置増幅器と、前記前置増幅器の出力と
   ０レベルを等しくし、反転した第１の信号を得るための
   第１のレベル制御手段と、前記前置増幅器の出力と、前
   記第１のレベル制御手段の出力とを、前記くり返し信号
   の周期に同期して交互に取り出し、０レベルを基準に対
   称な波形となつた出力を得るための第１の切換手段と、
   前記第１の切換手段の出力を増幅する交流増幅器と、前
   記交流増幅器の出力と０レベルを等しくし、反転した第
   ２の信号を得るための第２のレベル制御手段と、前記交
   流増幅器の出力と前記第２のレベル制御手段の出力とを
   、前記くり返し信号の周期に同期して交互に取り出し、
   ０レベルを基準に非対称な波形を有する増幅された出力
   を得る第２の切換手段とを有することを特徴とするレベ
   ル補償回路。
2. （２）前記第１のレベル制御手段が、前記前置増幅器の
   出力の０レベルを検出し蓄積するためのスイッチと蓄積
   コンデンサと、この蓄積コンデンサに蓄積された信号が
   一方の端子に印加される演算増幅器と、この演算増幅器
   の出力と前記前置増幅器の出力からの信号とが印加され
   て前記第１の信号を出力する反転増幅器と、この反転増
   幅器の出力信号の０レベルを検出し蓄積するためのスイ
   ッチと蓄積コンデンサと、この蓄積コンデンサに蓄積さ
   れた信号が前記演算増幅器の他方の端子に印加されるこ
   とによつて負帰還路を形成してなる特許請求の範囲第１
   項記載のレベル補償回路。
3. （３）第２のレベル制御手段が、前記交流増幅器の出力
   の０レベルを検出し蓄積するためのスイッチと蓄積コン
   デンサと、この蓄積コンデンサに蓄積された信号が一方
   の端子に印加される演算増幅器と、この演算増幅器の出
   力と前記交流増幅器の出力とが印加されて前記第２の信
   号を出力する反転増幅器と、この反転増幅器の出力信号
   の０レベルを検出し蓄積するためのスイッチと蓄積コン
   デンサと、この蓄積コンデンサに蓄積された信号が前記
   演算増幅器の他方の端子に印加されることによつて負帰
   還路を形成してなる特許請求の範囲第１項記載のレベル
   補償回路。
4. （４）第２のレベル制御手段が、前記交流増幅器の出力
   の０レベルを検出し蓄積するためのスイッチと蓄積コン
   デンサと、この蓄積コンデンサに蓄積された信号が一方
   の端子に印加される演算増幅器と、この演算増幅器の出
   力と前記交流増幅器の出力と同極性の信号とが印加され
   て前記第２の信号を出力する反転増幅器と、この反転増
   幅器の出力信号の０レベルを検出し蓄積するためのスイ
   ッチと蓄積コンデンサと、この蓄積コンデンサに蓄積さ
   れた信号が前記演算増幅器の他方の端子に印加されるこ
   とによつて負帰還路を形成してなる特許請求の範囲第１
   項記載のレベル補償回路。
5. （５）前記第１の切換手段および前記第２の切換手段が
   、トランスファ型のスイッチを含む特許請求の範囲第１
   項記載のレベル補償回路。
6. （６）前記演算増幅器の増幅度の不足を補うための増幅
   器を有する特許請求の範囲第２項または第３項または第
   ４項記載のレベル補償回路。