JPS6128208A - レベル補償回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は微弱な電気信号、たとえば微弱な光信号を光−
電気変換した微弱信号を高利得増幅する増幅器を含む動
作レベル補償回路に関する。さらに、本発明は、このよ
うな微弱信号を交流増幅器を含む増幅器で増幅し、増幅
される信号波形や振幅の変化にもかＸわらず信号波形の
０となるレベル（０レベル）を常に一定に保つように補
償し、増幅器の直線性を改善し、ダイナミックレンジの
変動を極めて小さくした交流増幅器を含む増幅器の動作
レベルを補償する動作レベル補償回路に関する。

〔従来の技術〕

最近の光通信技術等の先端技術は高速半導体技術に支え
られて著るしい発展をしているが、これらの分野におい
て広帯域でしかも低雑音かつ高利得の増幅器の必要性が
高まっており、その高性能化は重要な問題となっている
。

光信号は光−電気変換したのち増幅されるが、その信号
は微弱であるため、その増幅には高利得が要求され、そ
のだめには避は難いドリフト問題を内蔵する直流増幅器
を多段接続するよりは、十分に低い低域遮断周波数を有
する交流増幅器を用いるのが性能面のみならず価格面に
おいても有利である。

光通信等においては、直流増幅器を用いる必要性もない
ことから、ドリフト問題もなく、単一電源で動作し、小
型、低消費電力化が可能な交流増幅器が用いられている
。

しかるに、光信号の計測等、たとえばファイバの特性計
測や破断点の探知などにおいて、ファイバの一端から光
パルスを送出し、ファイバの各点から戻ってくる反射波
を増幅し観測する装置（以下、０ＴＤＲという）の場合
には、その反射波である微弱信号のθレベルを正確に知
ることが必要であり、直流増幅器を用いる必要があった
。

しかし、現実には直流増幅器は、ドリフトの問題や多段
接続の困難性、複数の電源を要する点など微小信号の増
幅には必ずしも適当な増幅器で、あるとはいえなかった
。

とくに、０ＴＤＲの場合は、測定端の近傍からの反射波
の振幅は極めて大きく・、遠方からの反射波の振幅は微
小なものであり、その両極端の信号を同時に増幅する増
幅器、す彦わちダイナミックレンジの広い増幅器を得る
ことは重要課題であった。

０ＴＤＲではファイバのレイリー散乱による後方散乱光
とファイバの接続点や破断点など不連続部分におけるフ
レネル反射による反射波を増幅しており、ダイナミック
レンジを大きくとるためおよび、ファイバの減衰特性の
観測の都合上対数増幅器が用いられる。

この対数増幅器では、ドリフトを避けるため、および高
利得を得るため等の理由から、一般に交流増幅器が用い
られる。

ところが、０ＴＤＲでは、前記の理由から、広帯域、高
利得、広ダイナミツクレンジの増幅器が要求されるので
あるが、従来のものは高価であるばかりか、交流増幅器
の特性に起因して入力信号の波形、たとえばパルス波形
である場合には、そのデユーティ比等の変動により増幅
器の動作レベルが変動するため、ダイナミックレンジや
精度に重大々影響を及ぼすという欠点があった。

とくに、対数増幅器の場合には、その対数特性から動作
レベルの変動は測定精度の著るしい悪化をもたらすため
に、この動作レベルの安定化のだめの補償なしには十分
な性能を達成できなかつだのである。

この問題について、以下第４図（ａ）ないしくｄ）を用
いて具体的に説明する○ 第４図において、（ａ）は従来の広帯域受光回路の一例
を示す。１１は直流増幅器である前置増幅器、１２は交
流増幅器で、たとえば、対数増幅器用ＩＣ（集積回路）
である１２ａ、　１２ｂ　　および結合コンデンサ１７
．１８を含み、直流増幅器１１の出力端子２（ロ）為ら
結合コンデンサ１６を介して信号を加えられる。

１４はＡＰＤ　（アバランシェホトダイオード）等の受
光素子でＶＢ・はそのバイアス電源であり、受光素子１
４の出力は前置増幅器１１の入力端子１５を経て、前置
増幅器１１および交流増幅器１２により増幅されて交流
増幅器１２の出力端子１９にその出力を得ることができ
る。

こ＼で、対数増幅器用ＩＣである１２ａ、　１．２ｂな
どの段数は必要に応じて増加されさらに高利得のものも
可能である。

受光素子１４が、前述したＯ　Ｔ　Ｄ　Ｒにおいて、後
方散乱光を受光すると、前置増幅器１１で増幅され、そ
の出力端子２０には第４図（ｃ）に示すような波形が得
られる。（ｃ）において点線は後方散乱光が零となるレ
ベル（Ｏレベル）である。ところがこの信号を、交流増
幅器の各段間の結合コンデンサＣと入力インピーダンス
Ｒを等測的に示す回路である（ｂ）を通すと、（ｄ）に
示すようになり、（ｃ）の波形に対してΔだけシフトす
ること＼なる。このシフトの量Δは後方散乱光の量やフ
レネル反射光の大きさ、光パルスのくり返し、すなわち
デユーティサイクルの変化などで変動する。

このように０レベルが変動すると、対数増幅器のごとく
信号のレベルによって利得が変化する場合には、正確な
増幅を期待することができない。

とくに対数増幅器を多段接続するほど、その増幅誤差は
相乗的に増加するため、使用可能なダイナミックレンジ
は著るしく狭いものとなる。

また一般の交流増幅器を使用した場合においても、０レ
ベルの変動のだめ、精度を要するアナログデジタル変換
器等の用途においては、精度劣化の原因となっていた。

〔発明が解決しようとする問題点〕

交流増幅器に信号が印加されると、その波形によって増
幅器の動作レベルが変動し、増幅度の誤差を生じ、かつ
ダイナミックレンジの変動をもたらすという問題点があ
った。この問題点を解決するものが本発明である。

〔問題点を解決するための手段〕

信号波形を交流増幅器に印加した場合に０レベルの変動
を生ずる一原因は、その信号波形の正方向の振幅成分（
正方向の波形の面積）と負方向の振幅成分（負方向の波
形の面積）とが等しくないだめであり、このような両振
幅成分が等しくない場合、たとえば、第４図（ｃ）に示
すような波形の場合、正方向の振幅成分に等しい負方向
の振幅成分（波形は不問）を合成し、かつ０レベルを補
償して交流増幅器に印加することによって交流増幅器の
動作レベルの変動を除去し、信号００レベルの変動を防
市せんとするものであり、本発明はこのような交流増幅
器の動作のレベル補償回路を提供するものである。

〔作　用〕

本発明は信号波形のうち、信号が０レベルとなる期間に
、たとえば信号波形の正方向の振幅成分に等しい負の振
幅成分を合成せしめることによって交流増幅器の動作の
レベルを補償するように作用するものである。

〔実施例〕 以下、第１図に本発明の一実施例を示し説明する。こ＼
で第４図の構成要素に対応するものについては同一の符
号を付しである。

第１図において、２１はスイッチであり、高速動作をす
る半導体アナログスイッチである。

２２および２３はともに演算増幅器であり、２２は高入
力インピーダンスのＦＥＴ入力タイプのもので、開ルー
プ利得が大きくかつオフセット電圧のドリフトの小さい
増幅器である。３５および３６は電源Ｖｃから基準信号
レベルを設定するための電圧を得る抵抗、３８は演算増
幅器２２が誤差検出用の差動増幅器として発振などをし
ないで安定に動作するためのコンデンサ、３９および４
１は反転増幅器をなす演算増幅器２３の利得を設定する
ための抵抗、４ｏはバイアス用の抵抗である。３３は、
交流増幅器１２の出力端子１９から抵抗３２を通してス
イッチ２１により交流増幅器１２の出力信号をサンプリ
ングして、そのレベルを蓄積保持するためのコンデンサ
である。

２７、２８．２９はそれぞれスイッチ２１．演算増幅器
２２および２３の出力端子である。

２４はパルス幅変調回路、２５はパルス幅変調回路２４
の出力を前置増幅器１１の出力に加算するべく結合する
結合回路であり、それぞれ出力端子３０および３１を有
する。２６はスイッチ２１を制御し、同時にパルス幅変
調回路２４にも信号を送出するスイッチ制御回路である
。４２〜４７はそれぞれ信号ラインである。４９は２１
．２２．２３ｒ　３３を含み、交流増幅器１２の出力信
号のθレベルのレベルシフトを検出するレベルシフト検
出回路を構成している。

第２図は第１図に示す回路の各部の波形を示すもので、
これを用いて回路動作を説明する。

第２図１ｃおいて、（ａ）は回路動作の基本と々るタイ
ミング用のクロックであり、このクロックに同期して、
たとえば、図示されていないレーザダイオードが駆動さ
れ、ファイバの後方散乱光の光−電気変換さねた信号（
第２図（ｂ））が入力端子１５に得られ前置増幅器で増
幅される。これが結合コンデンサ１６を介して交流増幅
器１２に印加され増幅される。

交流増幅器１２の出力は抵抗３２を介してスイッチ２１
に加えられる。こ＼で第２図（ｆ）に示す波形の低レベ
ルにおいてスイッチ２１をオンにし、（ｂ）に示す波形
の信号が十分に小さくなったときのレベルを蓄積用のコ
ンデンサ３３に記憶する。このとき、蓄積用コンデンサ
３３の蓄積したレベルが、演算増幅器２２の−と記入さ
れている入力端子に印加されている基準信号レベルと比
較し差毀があると、誤差検出用の差動増幅器として動作
する演算増幅器２２の出力端７−２８に誤差電圧が増幅
されてあられれ、抵抗３９．４１とともに反転増幅器を
構成する演算増幅器２３の出力端子２９には反転増幅さ
れた誤差信号が得られ、信号ライン４７でパルス幅変調
回路２４およびスイッチ制御回路２６に印加される。

とＸで第２図（１））に示す前置増幅器１１の入力端子
１５の波形の振幅が大きくなると、交流増幅器１２の出
力信号は低レベルの方向にシフト１〜、第４図（ｄ）で
説明したように、シフト量Δは増大する。すると出力端
子２７の電圧は低くなり出力端子２９の電圧は高くなっ
て、パルス幅変調回路２４の出力である第２図（ｃ）に
示すパルス幅Ｐｗは広がりＰＷＭに近づく。

このパルス幅Ｐｗが広がった（Ｃ）に示すパルス波形は
結合回路２５を介ｉ〜て前置増幅器１１に入力され、第
２図（１））に示す波形の増幅されたものと（ｃ）に示
す波形とが合成されて（ｄ）に示す波形を出力・端子２
０に得ることができる。このように動作するから（Ｃ）
および（ｄ）に斜線で示すパルス幅Ｐｗの変化は、シフ
ト量Δが大きくなれば広がりＰＷＭに近づきシフト量Δ
が小さくなればパルス幅Ｐｗは狭いものとなる。

第２図（ｅ）に示す波形は、第１図の信号ライン４３に
印加される（ａ）に示すクロックで単安定マルチバイブ
レータをトリガすることによってその出力として得るこ
とができる。

つぎにこの（ｅ）に示す波形の立−トリ部分で別個の単
安定マルチバイブレークをトリガすると（ｆ）に示す波
形を得ることができる。この（ｆ）に示す波形をスイッ
チ制御回路２６から信号ライン４２によりスイッチ２１
に印加し、（ｆ）に示す波形の低レベルの期間スイッチ
２１をオンにし、出力端子１９からの信号の０レベルを
サンプリングする。

こ＼で（ｄ）において、（ｂ）に示す波形に対応する部
分の面積と（Ｃ）に示す波形に対応する部分の面積とは
常に等しく々るように制御され、出力端子１９に得られ
る波形の０レベルは安定に固定されたものとなる。

以上のように動作するから、前置増幅器１１、交流増幅
器１２、レベルシフト検出回路４９、ノくルス幅変調回
路２４、結合回路２５を経てふた＼び前置増幅器１１に
戻る回路は、サーボ系を構成し、負帰還ループを成して
いる。

以上に説明した第１図中ブロックで示した前置増Ｊ陛１
の一部分、スイッチ制御回路２６、ノ（ルス幅変調回路
２４、と、結合回路２５の具体的実施例による回路を第
３図に示し、以下これについて説明する。

スイッチ制御回路２６は、コン７くレータをなす演算増
幅器５０、抵抗５７〜５９と、単安定マルチノ（イブレ
ータ５１および５２とそれぞれのＡ）レス幅を決定する
タイミング用の抵抗６０．６２とコンデンサ６１゜６３
とその微分出力を得るだめのコンデンサ６４．抵抗６５
．６６からなっている。こＸでＶＡは電源である。

パルス幅変調回路２４は、単安定マルチノ（イブレータ
５３とそのパルス幅を決定するタイミング用の抵抗の役
割を果すトランジスタ５４．５５．抵抗６７〜６９およ
びタイミング用のコンデンサ７０からなっている。

結合回路２５は、トランジスタ５６と抵抗７１〜７４を
含む回路である。

前置増幅器１１はその終段部分のみを示しており、トラ
ンジスタ７５．７６、抵抗７７〜８０を含む回路である
。こ＼でＶｃは電源である。

以上は第１図に同じものについては同じ記号を付しであ
る。

第３図において、第２図（ａ）に示すクロックが信号ラ
イン４３から入力されると、そのクロックの立下りで学
安定マルチバイブレータ５１がトリガされ、Ｑに第２図
（ｅ）に示す波形を得ることができ、この波形の立上り
部分で即安定マルチバイブレーク５２がトリガされて、
そのＱに第２図（ｆ）に示す波形を得る。これは信号ラ
イン４２によって第１図に示すスイッチ２１に印加され
る。−力学安定マルチバイブレータ５２のＱ出力はコン
デンサ６４と抵抗６５．６６で微分されて、このＱ出力
の立下り部分（（ｆ）に示す波形の立上り部分）でパル
ス幅変調回路２４のＪｌ安定マルチバイブレータ５３を
トリガする。

まだ第１図の信号ライン４７で伝送される信号すなわち
誤差信号は、第３図に示すスイッチ制御回路２６に含捷
れるコンパレータをなす演算増幅器５０とパルス幅変調
回路２４に含まれるトランジスタ５５のベースに印加さ
れる。

このコンパレータをなす演算増幅器５０において、一端
子に印加される抵抗５８．５９で設定された電圧と」一
端子に印加される誤差信号とを比較し、誤差信号が設定
された電圧より低い、鴨合にはその出力は信号ライン４
５を経て即安定マルチバイブレータ５３をクリヤするの
で出力端子３０には第２図（ｃ）に示すパルスは得られ
ず高いレベルを維持−、Ｊ−ル。

一方これとは反対に誤差信号が設定された電圧より高い
と、信号ライン４５で送出される信号は高いレベルと々
すηう安定マルチバイブレータ５３ハトリガさＪする。

このとき、誤差信号の電圧レベルに対応してパルス幅変
調回路２４のトランジスタ５５に流れる電流は変動しく
誤差信号の高レベルに対しては電流は減少し、低レベル
に対しては電流は増大する）、誤差信号が高いレベルに
なると出力端子３０には第２図（ｃ）に示すパルス幅Ｐ
ｗが広くなり、誤差信号が低いレベルになるにしたがっ
てパルス幅Ｐｗは狭くなる。このときトランジスタ５５
に流す電流は抵抗６８によって設定され、パルス幅の最
小値および最大値（ＰＷＭ　）が定寸る。すなわち、ト
ランジスタ５５を含む回路は可変電流回路をなしている
。このため、最小値以下のパルス幅Ｐｗが要求される場
合には、単安定マルチバイブレータ５３をりリヤするよ
うにコンパレータをなす演算増幅器５０は動作する。し
たがって・くルス幅Ｐｗの設定が適当な場合にはこのコ
ンパレータをなす演算増幅器５０は不要である。こ＼で
トランジスタ５４は、ノく１９７幅Ｐｗの変化の範囲を
十分に大きくするために設けられているものであるから
、省略することも可能である。

このパルス幅変調回路２４の出力は結合回路２５に印加
される。トランジスタ５６はベース接地されており、入
力インピーダンスは低く、出力インピーダンスは高く、
この入力端子３０と出力端子３１における信号は同極性
である。この結合回路２５によって、信号ライン４６を
介してノくルス幅変調回路２４の出力を前置増幅器１１
にレベル補償信号として印加している。そこで前置増幅
器１１は入力端子１５に印加された入力信号とレベル補
償信号を合成して、合成信号を出力端子２０に出力する
。こ＼で結合回路２５は、バイアスやインピーダンスの
条件が満足されるならば、抵抗に置換えることも可能で
ある。

前置増幅器１１の終段部分をなずトランジスタ７５はエ
ミッタ接地増幅器であり、ｉ・ランジスタフ６はエミッ
タフォロワである。こ＼で抵抗７９は、前置増幅器１１
の高周波特性に影響を力えないような値に選んでいる。

第１図においてパルス幅変調回路２４に換えてパルス振
幅変調回路を使用することも可能である。

しかしこの場合には、たとえば、０ＴＤＲにおいてその
入力信号のダイナミックレンジが８０ｄＢ程度も要求さ
れる場合に（ｄ２、こねに対応したパルス振幅の変化が
要求され、とくに微小振幅のパルスがパルス振幅変調回
路の出力となる場合にはノイズに埋もれることになり、
パルス幅変調回路を用いる場合にくらべ、ダイナミック
レンジも広くとれず安定な動作を期待することができな
い。

〔発明の効果〕

以上の説明から明らか々ように、入力信号波形が変化し
てもその０レベルは固定され、精度の高い増幅が可能と
なり、広いダイナミックレンジを確保することができる
。

本発明の実施例によれば、交流増幅器１２として高利得
の対数増幅器を用いた場合にその効果は顕著である。

交流増幅器１２として線型増幅器を用いた場合、高利得
の直流増幅器と同様の機能を得ることができ、かえって
、ドリフトのない高精度の増幅器が得られる。

本発明によれば０レベルをサンプリングｊ７負帰還によ
りレベル補償を行うため、温度変化等に対しても安定な
動作が期待できる。

本発明による々らば、利得が８０ｄＢ以上にもおよぶ交
流増幅器をも安定に動作せしめるだめのレベル補償回路
が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は第１
図の動作を説明するための波形図、第３図は具体的実施
例を説明するための回路図、第４図は従来例を説明する
ための図である。 １１・・・前置増幅器、１２・・・交流増幅器、１４・
・・受光素子、１５・・・入力端子、１６．１７，１．
８・・・結合コンデンサ、２１・・・スイッチ、２２．
２３．５０・・・演算増幅器、２４・・・パルス幅変調
回路、２５・・・結合回路、２６・・・スイッチ制御回
路、４９・・・レベルシフト検出回路、５１〜５３・・
・単安定マルチバイブレータ。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力信号を増幅しレベル補償信号を合成して合成
   信号を得る前置増幅器と、前記合成信号を増幅した交流
   増幅器の出力信号のうち、前記入力信号の０レベルを検
   出し所定レベルと比較して誤差信号を得るレベルシフト
   検出手段と、前記誤差信号に対応したパルス幅のパルス
   を出力するパルス幅変調手段と、前記パルス幅変調手段
   の出力パルスを前記前置増幅器に結合するための結合手
   段を含み、前記合成信号を前記交流増幅器に印加するこ
   とを特徴とするレベル補償回路。
2. （２）前記レベルシフト検出回路が、前記０レベルを検
   出し蓄積するためのスイッチ手段と蓄積コンデンサと、
   前記蓄積コンデンサに蓄積された０レベルを所定レベル
   と比較して誤差信号を出力する比較手段を含む特許請求
   の範囲第１項記載のレベル補償回路。
3. （３）前記パルス幅変調回路が、前記誤差信号を受けて
   その電流値を変化するトランジスタを含む可変電流回路
   と、前記可変電流回路とともに時定数を設定するコンデ
   ンサと、前記時定数に対応したパルス幅のパルスを発生
   する単安定マルチバイブレータを含む特許請求の範囲第
   １項記載のレベル補償回路。
4. （４）前記結合手段がベース接地トランジスタを含む特
   許請求の範囲第１項記載のレベル補償回路。
5. （５）前記結合手段が抵抗からなる特許請求の範囲第１
   項記載のレベル補償回路。
6. （６）前記単安定マルチバイブレータが、前記誤差信号
   が、所定値以内にある場合にはパルスを発生しないもの
   である特許請求の範囲第３項記載のレベル補償回路。