JPS6210445B2 - - Google Patents
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- JPS6210445B2 JPS6210445B2 JP54015646A JP1564679A JPS6210445B2 JP S6210445 B2 JPS6210445 B2 JP S6210445B2 JP 54015646 A JP54015646 A JP 54015646A JP 1564679 A JP1564679 A JP 1564679A JP S6210445 B2 JPS6210445 B2 JP S6210445B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—DC level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
- H04L25/061—DC level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of DC offset
- H04L25/063—Setting decision thresholds using feedback techniques only
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03114—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain non-adaptive, i.e. not adjustable, manually adjustable, or adjustable only during the reception of special signals
- H04L25/03133—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain non-adaptive, i.e. not adjustable, manually adjustable, or adjustable only during the reception of special signals with a non-recursive structure
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04N5/14—Picture signal circuitry for video frequency region
- H04N5/21—Circuitry for suppressing or minimising disturbance, e.g. moiré or halo
- H04N5/211—Ghost signal cancellation
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- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Picture Signal Circuits (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はトランスバーサル・フイルタを用い
た自動等化器に関する。
た自動等化器に関する。
トランスバーサル・フイルタのタツプ利得を制
御することによつて電気信号の歪成分を除去する
装置は自動等化器と呼ばれ、伝送路での波形等
化、エコーキヤンセラなどに広く用いられてい
る。特に、最近ではこの自動等化器をテレビジヨ
ンにおけるゴースト消去に応用する試みが盛んに
なつてきている。
御することによつて電気信号の歪成分を除去する
装置は自動等化器と呼ばれ、伝送路での波形等
化、エコーキヤンセラなどに広く用いられてい
る。特に、最近ではこの自動等化器をテレビジヨ
ンにおけるゴースト消去に応用する試みが盛んに
なつてきている。
第１図はトランスバーサル・フイルタを用いた
自動等化器の概要を示したもので、端子１への入
力信号Ｘ（ｔ）はトランスバーサル・フイルタ２
へ加えられると共に引算器３でトランスバーサ
ル・フイルタ２の出力信号との差がとられる。こ
の場合、トランスバーサル・フイルタ２のタツプ
利得を適当に制御することによつて、引算器３の
出力に歪成分が除去された、すなわち等化された
信号が得られ、この信号が端子４に出力信号Ｙ
（ｔ）として取出される。なお、引算器３はトラ
ンスバーサル・フイルタ２の出力信号が入力信号
Ｘ（ｔ）に対し逆相の関係にある場合は、加算器
に置換えられる。
自動等化器の概要を示したもので、端子１への入
力信号Ｘ（ｔ）はトランスバーサル・フイルタ２
へ加えられると共に引算器３でトランスバーサ
ル・フイルタ２の出力信号との差がとられる。こ
の場合、トランスバーサル・フイルタ２のタツプ
利得を適当に制御することによつて、引算器３の
出力に歪成分が除去された、すなわち等化された
信号が得られ、この信号が端子４に出力信号Ｙ
（ｔ）として取出される。なお、引算器３はトラ
ンスバーサル・フイルタ２の出力信号が入力信号
Ｘ（ｔ）に対し逆相の関係にある場合は、加算器
に置換えられる。
第２図はトランスバーサル・フイルタ２の具体
例を示したもので、CCD等の電荷転送素子から
なるタツプ付遅延素子２１と、加重回路２２を主
体として構成される。ａは入力加重形と呼ばれる
もので、この場合遅延素子２１の各タツプに入力
信号に加重回路２２で所定の重み係数（これをタ
ツプ利得という）を乗じたものが加えられる。ｂ
は出力加重形と呼ばれるもので、この場合は遅延
素子２１の各タツプの出力信号が加重回路２２で
重み係数（タツプ利得）を乗じられた後、加算回
路２３で合成されて出力信号となる。
例を示したもので、CCD等の電荷転送素子から
なるタツプ付遅延素子２１と、加重回路２２を主
体として構成される。ａは入力加重形と呼ばれる
もので、この場合遅延素子２１の各タツプに入力
信号に加重回路２２で所定の重み係数（これをタ
ツプ利得という）を乗じたものが加えられる。ｂ
は出力加重形と呼ばれるもので、この場合は遅延
素子２１の各タツプの出力信号が加重回路２２で
重み係数（タツプ利得）を乗じられた後、加算回
路２３で合成されて出力信号となる。
第１図において、トランスバーサル・フイルタ
２に与えられるタツプ利得はタツプ利得保持回路
７に保持されている。そしてこのタツプ利得は次
のようにして自動的に修正される。すなわち、出
力信号Ｙ（ｔ）の一部は歪検知回路５に加えられ
る。この歪検知回路５は例えば出力信号Ｙ（ｔ）
あるいはそれを微分した信号の基準信号付近の歪
成分を検知するもので、他の例としては入力信号
Ｘ（ｔ）および出力信号Ｙ（ｔ）またはこれと参
照信号Ｒ（ｔ）との差信号の相関をとつてＹ
（ｔ）の歪成分を検知する場合もある。この歪検
知回路５から得られた検知信号Ｄ（ｔ）はタツプ
利得修正回路６に加えられる。タツプ利得修正回
路６は検知信号Ｄ（ｔ）によりタツプ利得保持回
路７に保持されたタツプ利得を修正するもので、
例えば検知信号Ｄ（ｔ）の正負判定を一定間隔で
行ない、その判定結果を修正信号Ｍ（ｔ）として
タツプ利得保持回路７に供給する。タツプ利得保
持回路７は例えばタツプ利得を記憶するためのデ
イジタルメモリを持ち、そのメモリの内容が修正
信号Ｍ（ｔ）によつて修正される。そしてこのメ
モリの出力がＤ／Ａ変換されてトランスバーサ
ル・フイルタ２における加重回路２２に加重制御
電圧として供給さることにより、タツプ利得が与
えられることになる。
２に与えられるタツプ利得はタツプ利得保持回路
７に保持されている。そしてこのタツプ利得は次
のようにして自動的に修正される。すなわち、出
力信号Ｙ（ｔ）の一部は歪検知回路５に加えられ
る。この歪検知回路５は例えば出力信号Ｙ（ｔ）
あるいはそれを微分した信号の基準信号付近の歪
成分を検知するもので、他の例としては入力信号
Ｘ（ｔ）および出力信号Ｙ（ｔ）またはこれと参
照信号Ｒ（ｔ）との差信号の相関をとつてＹ
（ｔ）の歪成分を検知する場合もある。この歪検
知回路５から得られた検知信号Ｄ（ｔ）はタツプ
利得修正回路６に加えられる。タツプ利得修正回
路６は検知信号Ｄ（ｔ）によりタツプ利得保持回
路７に保持されたタツプ利得を修正するもので、
例えば検知信号Ｄ（ｔ）の正負判定を一定間隔で
行ない、その判定結果を修正信号Ｍ（ｔ）として
タツプ利得保持回路７に供給する。タツプ利得保
持回路７は例えばタツプ利得を記憶するためのデ
イジタルメモリを持ち、そのメモリの内容が修正
信号Ｍ（ｔ）によつて修正される。そしてこのメ
モリの出力がＤ／Ａ変換されてトランスバーサ
ル・フイルタ２における加重回路２２に加重制御
電圧として供給さることにより、タツプ利得が与
えられることになる。
さて、このようなトランスバーサル・フイルタ
を用いた自動等化器における大きな問題点の１つ
に、歪検知回路５やタツプ利得修正回路６におけ
る直流オフセツトの影響という点がある。今、歪
成分としてエコー（ゴースト）信号成分が存在し
た場合を考えると、歪検知回路５で得られた検知
信号Ｄ（ｔ）は例えば第３図ａのようになる。ε
が直流オフセツト分である。このような直流オフ
セツトがあると、第１図のようなシステムではε
を誤差とみなして打消そうとするように働らき、
すべてのタツプ利得に−εという値が重畳され
る。この結果、トランスバーサル・フイルタ２に
おける各タツプの入力または出力は全て−ε倍と
なつてその出力に現れるので、検知信号Ｄ（ｔ）
の直流オフセツト分εは見掛け上除去されること
になる。ところが、この場合トランスバーサル・
フイルタ２における各タツプの入力または出力が
一様に−ε倍され、これらがそれぞれのタツプに
相当した遅延時間を受けることから、例えば矩形
波信号に対しては出力信号Ｙ（ｔ）に第３図ｂの
ようにＮεというサグが発生する。Ｎはトランス
バーサル・フイルタ２における遅延素子２１のタ
ツプ数であり、テレビジヨンゴースト消去装置の
場合、遅延素子２１の遅延時間は20〜30μsec程
度必要であるから、Ｎも200〜300という数とな
る。このような場合、サグ量Ｎεを、例えば−
40dBに抑えるためには、直流オフセツト分εは
−90dB以下にまで抑えることが要求される。し
かしこのように直流オフセツトを小さく抑えるこ
とは非常に困難であり、従つて出力信号Ｙ（ｔ）
におけるサグの発生などの波形変化は避けられな
かつた。
を用いた自動等化器における大きな問題点の１つ
に、歪検知回路５やタツプ利得修正回路６におけ
る直流オフセツトの影響という点がある。今、歪
成分としてエコー（ゴースト）信号成分が存在し
た場合を考えると、歪検知回路５で得られた検知
信号Ｄ（ｔ）は例えば第３図ａのようになる。ε
が直流オフセツト分である。このような直流オフ
セツトがあると、第１図のようなシステムではε
を誤差とみなして打消そうとするように働らき、
すべてのタツプ利得に−εという値が重畳され
る。この結果、トランスバーサル・フイルタ２に
おける各タツプの入力または出力は全て−ε倍と
なつてその出力に現れるので、検知信号Ｄ（ｔ）
の直流オフセツト分εは見掛け上除去されること
になる。ところが、この場合トランスバーサル・
フイルタ２における各タツプの入力または出力が
一様に−ε倍され、これらがそれぞれのタツプに
相当した遅延時間を受けることから、例えば矩形
波信号に対しては出力信号Ｙ（ｔ）に第３図ｂの
ようにＮεというサグが発生する。Ｎはトランス
バーサル・フイルタ２における遅延素子２１のタ
ツプ数であり、テレビジヨンゴースト消去装置の
場合、遅延素子２１の遅延時間は20〜30μsec程
度必要であるから、Ｎも200〜300という数とな
る。このような場合、サグ量Ｎεを、例えば−
40dBに抑えるためには、直流オフセツト分εは
−90dB以下にまで抑えることが要求される。し
かしこのように直流オフセツトを小さく抑えるこ
とは非常に困難であり、従つて出力信号Ｙ（ｔ）
におけるサグの発生などの波形変化は避けられな
かつた。
本発明はこのような点に鑑みてなされたもの
で、その目的は歪検知回路等の直流オフセツトの
影響を効果的に取り除くことができる自動等化器
を提供することにある。
で、その目的は歪検知回路等の直流オフセツトの
影響を効果的に取り除くことができる自動等化器
を提供することにある。
以下本発明を詳細に説明する。一般に、トラン
スバーサル・フイルタを用いた自動等化器におけ
るタツプ利得の修正は、修正信号Ｍ（ｔ）が対応
するタツプ利得に加算されてデイジタル的に積分
されるか、アナログ的に積分されることによつて
行なわれる。この修正信号Ｍ（ｔ）が検知信号Ｄ
（ｔ）の符号のみを表わしている場合は増分制
御、また検知信号Ｄ（ｔ）の大きさに比例してい
る場合は比例制御と呼ばれてる。
スバーサル・フイルタを用いた自動等化器におけ
るタツプ利得の修正は、修正信号Ｍ（ｔ）が対応
するタツプ利得に加算されてデイジタル的に積分
されるか、アナログ的に積分されることによつて
行なわれる。この修正信号Ｍ（ｔ）が検知信号Ｄ
（ｔ）の符号のみを表わしている場合は増分制
御、また検知信号Ｄ（ｔ）の大きさに比例してい
る場合は比例制御と呼ばれてる。
検知信号Ｄ（ｔ）は第１図でも説明したよう
に、例えば次のようにして得られる。
に、例えば次のようにして得られる。
Ｄ（ｔ）＝∫Ｘ（τ）｛Ｙ（ｔ＋τ）−Ｒ（ｔ＋
τ）｝dt ……(1) また、修正信号Ｍ（ｔ）はこの検知信号Ｄ（ｔ）
に基いて次のようにして得られる。
τ）｝dt ……(1) また、修正信号Ｍ（ｔ）はこの検知信号Ｄ（ｔ）
に基いて次のようにして得られる。
Ｍ（ｔ）＝−αsgo｛Ｄ（ｔ）｝ ……(2)
または
Ｍ（ｔ）＝−βＤ（ｔ） ……(3)
(2)式は増分制御の場合、(3)式は比例制御の場合
をそれぞれ示し、sgn｛Ｄ（ｔ）｝はＤ（ｔ）の
符号を±１で示す関数、α、βは正の定数であ
る。
をそれぞれ示し、sgn｛Ｄ（ｔ）｝はＤ（ｔ）の
符号を±１で示す関数、α、βは正の定数であ
る。
Ｍ（ｔ）のＫ番目のサンプル値ＭKは、トラン
スバーサル・フイルタ２におけるＫ番目のタツプ
利得ＣKに、基準信号の到来毎に加算される。す
なわち、タツプ利得の修正回数をｎとすると Ｃｎ＋１ Ｋ＝Ｃｎ Ｋ＋ＭK ……(4) という操作が収束されるまで繰返される。
スバーサル・フイルタ２におけるＫ番目のタツプ
利得ＣKに、基準信号の到来毎に加算される。す
なわち、タツプ利得の修正回数をｎとすると Ｃｎ＋１ Ｋ＝Ｃｎ Ｋ＋ＭK ……(4) という操作が収束されるまで繰返される。
ところで、今問題としている歪検知回路５での
直流オフセツト分は、検知信号Ｄ（ｔ）に加算さ
れてくる。そこで今、検知信号Ｄ（ｔ）の信号成
分の極性を反転し、それに同期して修正信号Ｍ
（ｔ）の極性を反転すると、Ｍ（ｔ）においては
信号分はそのままで直流オフセツト分のみ反転す
る。従つて、この反転を繰返し行なつてゆけば、
タツプ利得保持回路でのタツプ利得の加算または
積分動作によつて直流オフセツトは等価的に打消
されることになる。
直流オフセツト分は、検知信号Ｄ（ｔ）に加算さ
れてくる。そこで今、検知信号Ｄ（ｔ）の信号成
分の極性を反転し、それに同期して修正信号Ｍ
（ｔ）の極性を反転すると、Ｍ（ｔ）においては
信号分はそのままで直流オフセツト分のみ反転す
る。従つて、この反転を繰返し行なつてゆけば、
タツプ利得保持回路でのタツプ利得の加算または
積分動作によつて直流オフセツトは等価的に打消
されることになる。
第４図はこの原理に基く本発明の自動等化器の
基本的な構成を示したもので、第１のスイツチ８
によつて歪検知回路５の入力信号のうちの例えば
Ｙ（ｔ）の極性を入換えることで検知信号Ｄ
（ｔ）に含まれる信号成分の極性を切換えると共
に、それに同期して切換わる第２のスイツチ９に
よつて修正信号Ｍ（ｔ）の極性を切換えるもので
ある。１０，１１はそれぞれＹ（ｔ），Ｍ（ｔ）
の反転信号を得るためのインバータである。
基本的な構成を示したもので、第１のスイツチ８
によつて歪検知回路５の入力信号のうちの例えば
Ｙ（ｔ）の極性を入換えることで検知信号Ｄ
（ｔ）に含まれる信号成分の極性を切換えると共
に、それに同期して切換わる第２のスイツチ９に
よつて修正信号Ｍ（ｔ）の極性を切換えるもので
ある。１０，１１はそれぞれＹ（ｔ），Ｍ（ｔ）
の反転信号を得るためのインバータである。
第５図は第４図をより具体化した本発明の一実
施例を示す図、歪検知回路５は出力信号Ｙ（ｔ）
の基準信号、例えば入力信号Ｘ（ｔ）がテレビジ
ヨン信号である場合はその垂直同期信号を微分す
る微分器５１で構成され、その出力である検知信
号Ｄ（ｔ）はタツプ利得修正回路６に入力され
る。タツプ利得修正回路６はレベル比較器６１で
検知信号Ｄ（ｔ）の正負判定を行ない、その正負
判定出力をバツフアメモリ６２を介してサンプリ
ングした後、タツプ利得修正信号ＭKとしてタツ
プ利得保持回路７に供給する。タツプ利得保持回
路７は加算器７１と、タツプ利得をデイジタルデ
ータとして記憶するデイジタルメモリ７２と、こ
のメモリ７２から読出されたデータを直流アナロ
グ電圧に変換するＤ／Ａ変換器７３およびこの直
流アナログ電圧をサンプルホールドしてトランス
バーサル・フイルタ２に加重制御電圧として供給
するサンプルホールド回路７４で構成され、メモ
リ７２内のデータはタツプ利得修正信号ＭKが加
算器７１を通して順次加算されることによつて修
正される。
施例を示す図、歪検知回路５は出力信号Ｙ（ｔ）
の基準信号、例えば入力信号Ｘ（ｔ）がテレビジ
ヨン信号である場合はその垂直同期信号を微分す
る微分器５１で構成され、その出力である検知信
号Ｄ（ｔ）はタツプ利得修正回路６に入力され
る。タツプ利得修正回路６はレベル比較器６１で
検知信号Ｄ（ｔ）の正負判定を行ない、その正負
判定出力をバツフアメモリ６２を介してサンプリ
ングした後、タツプ利得修正信号ＭKとしてタツ
プ利得保持回路７に供給する。タツプ利得保持回
路７は加算器７１と、タツプ利得をデイジタルデ
ータとして記憶するデイジタルメモリ７２と、こ
のメモリ７２から読出されたデータを直流アナロ
グ電圧に変換するＤ／Ａ変換器７３およびこの直
流アナログ電圧をサンプルホールドしてトランス
バーサル・フイルタ２に加重制御電圧として供給
するサンプルホールド回路７４で構成され、メモ
リ７２内のデータはタツプ利得修正信号ＭKが加
算器７１を通して順次加算されることによつて修
正される。
以上の構成は(1)式においてＲ（ｔ）△＝δ（ｔ）、
Ｘ（ｔ）△＝δ（ｔ）とした場合に相当し、また修
正信号Ｍ（ｔ）は(2)式で表わされ、増分制御形と
なつている。
Ｘ（ｔ）△＝δ（ｔ）とした場合に相当し、また修
正信号Ｍ（ｔ）は(2)式で表わされ、増分制御形と
なつている。
そして、この例では微分器５１の前に出力信号
Ｙ（ｔ）を増幅して正相および逆相出力を得る増
幅器１２と、その正相および逆相出力を周期的に
交互に選択する第１のスイツチ８を設けることに
よつて、検知信号Ｄ（ｔ）に含まれる信号成分の
極性を周期的に切換えるようにしている。一方、
レベル比較器５１の出力側にインバータ１３と、
このインバータ１３およびレベル比較器５１の出
力を周期的に交互に選択する第２のスイツチ９を
設けることによつて、修正信号ＭKの極性を周期
的に切換えるようにしている。このようにすれ
ば、加算器７１での加算によるデイジタル的な積
分作用により、メモリ７２内のデータの段階で直
流オフセツトによる影響は除去されることにな
る。
Ｙ（ｔ）を増幅して正相および逆相出力を得る増
幅器１２と、その正相および逆相出力を周期的に
交互に選択する第１のスイツチ８を設けることに
よつて、検知信号Ｄ（ｔ）に含まれる信号成分の
極性を周期的に切換えるようにしている。一方、
レベル比較器５１の出力側にインバータ１３と、
このインバータ１３およびレベル比較器５１の出
力を周期的に交互に選択する第２のスイツチ９を
設けることによつて、修正信号ＭKの極性を周期
的に切換えるようにしている。このようにすれ
ば、加算器７１での加算によるデイジタル的な積
分作用により、メモリ７２内のデータの段階で直
流オフセツトによる影響は除去されることにな
る。
第６図にスイツチ８，９の具体例を示す。端子
１４には例えば垂直周期（16.7msec）毎にレベ
ルが反転する切換パルスが加えられる。この切換
パルスがHighレベルのときは、第１のスイツチ
８ではアナログゲート８１が導通するので、増幅
器１２の正相出力が取出され、一方第２のスイツ
チ９ではANDゲート９２が開くのでレベル比較
器６１の出力は正相のままANDゲート９２、OR
ゲート９４を介して取出される。切換パルスが
Lowレベルのときは、第１のスイツチ８ではイン
バータ８３の出力によりアナログゲート８２が導
通するので、増幅器１２の逆相出力が取出され、
一方第２のスイツチ９ではインバータ９３の出力
によりANDゲート９１が開くので、インバータ
１３によつてレベル比較器６１の出力を反転した
逆相の信号がANDゲート９１、ORゲート９４を
介して取出される。
１４には例えば垂直周期（16.7msec）毎にレベ
ルが反転する切換パルスが加えられる。この切換
パルスがHighレベルのときは、第１のスイツチ
８ではアナログゲート８１が導通するので、増幅
器１２の正相出力が取出され、一方第２のスイツ
チ９ではANDゲート９２が開くのでレベル比較
器６１の出力は正相のままANDゲート９２、OR
ゲート９４を介して取出される。切換パルスが
Lowレベルのときは、第１のスイツチ８ではイン
バータ８３の出力によりアナログゲート８２が導
通するので、増幅器１２の逆相出力が取出され、
一方第２のスイツチ９ではインバータ９３の出力
によりANDゲート９１が開くので、インバータ
１３によつてレベル比較器６１の出力を反転した
逆相の信号がANDゲート９１、ORゲート９４を
介して取出される。
なお、第５図において増幅器１２および第１の
スイツチ８は微分器５１の後に置いてもよく、ま
た第２のスイツチ９はバツフアメモリ６２の後に
置いてもよい。
スイツチ８は微分器５１の後に置いてもよく、ま
た第２のスイツチ９はバツフアメモリ６２の後に
置いてもよい。
また、上記実施例では修正信号ＭKそのものの
極性を周期的に切換えるようにしたが、代りに加
算器７１の動作を第１のスイツチ８の切換えに同
期して加算動作と減算動作とに切換えることによ
つて、等価的にＭKの極性を切換えるようにする
こともできる。
極性を周期的に切換えるようにしたが、代りに加
算器７１の動作を第１のスイツチ８の切換えに同
期して加算動作と減算動作とに切換えることによ
つて、等価的にＭKの極性を切換えるようにする
こともできる。
第７図〜第１４図に本発明の他の実施例を示
す。第７図および第８図の実施例は比例制御形自
動等化器に適用した例で、タツプ利得修正回路６
は歪検知回路５の微分器５１の出力である検知信
号Ｄ（ｔ）が入力されるアナログバツフアレジス
タ６３からなる。一方、タツプ利得保持回路７は
分配器７５とタツプ利得メモリ７６とからなり、
アナログバツフアレジスタ６３による修正信号Ｍ
（ｔ）の各サンプル値ＭKが分配器７５でタツプ利
得メモリ７６に分配されるようになつている。タ
ツプ利得メモリ７６は例えばアナログ積分器であ
り、その出力がトランスバーサル・フイルタ２へ
の加重制御電圧となる。
す。第７図および第８図の実施例は比例制御形自
動等化器に適用した例で、タツプ利得修正回路６
は歪検知回路５の微分器５１の出力である検知信
号Ｄ（ｔ）が入力されるアナログバツフアレジス
タ６３からなる。一方、タツプ利得保持回路７は
分配器７５とタツプ利得メモリ７６とからなり、
アナログバツフアレジスタ６３による修正信号Ｍ
（ｔ）の各サンプル値ＭKが分配器７５でタツプ利
得メモリ７６に分配されるようになつている。タ
ツプ利得メモリ７６は例えばアナログ積分器であ
り、その出力がトランスバーサル・フイルタ２へ
の加重制御電圧となる。
これら第７図および第８図の場合、検知信号Ｄ
（ｔ）に含まれる信号成分の極性切換手段は第５
図の場合と同様である。一方、修正信号Ｍ（ｔ）
の極性切換えについては、第７図の例ではバツフ
アレジスタ６３の出力側に正相および逆相出力を
得る増幅器１５と、第２のスイツチ９を設け、第
２のスイツチ９を第１のスイツチと同期して切換
えることによつて行なわれる。また、第８図の例
では分配器７５とタツプ利得メモリ７６との間に
同様な増幅器１５と第２のスイツチ９を設けるこ
とにより、修正信号Ｍ（ｔ）の各サンプル値ＭK
を分配器７５でタツプ利得メモリ７６に分配する
前にその極性を切換えるようにしている。
（ｔ）に含まれる信号成分の極性切換手段は第５
図の場合と同様である。一方、修正信号Ｍ（ｔ）
の極性切換えについては、第７図の例ではバツフ
アレジスタ６３の出力側に正相および逆相出力を
得る増幅器１５と、第２のスイツチ９を設け、第
２のスイツチ９を第１のスイツチと同期して切換
えることによつて行なわれる。また、第８図の例
では分配器７５とタツプ利得メモリ７６との間に
同様な増幅器１５と第２のスイツチ９を設けるこ
とにより、修正信号Ｍ（ｔ）の各サンプル値ＭK
を分配器７５でタツプ利得メモリ７６に分配する
前にその極性を切換えるようにしている。
第９図および第１０図の実施例は、第５図にお
いて微分器５１のみで構成されていた歪検知回路
５に新たに入力信号Ｘ（ｔ）を微分する微分器５
２と、この微分器５２の出力と出力信号Ｙ（ｔ）
との相関をとる相関器５３を追加し、相関器５３
の出力を微分器５１で微分して検知信号Ｄ（ｔ）
を得るようにしたもので、この場合検知信号Ｄ
（ｔ）に含まれる信号成分の極性切換えは相関器
５３の２つの入力信号の一方について極性切換え
を行なうことで達成できる。第９図では増幅器１
２および第１のスイツチ８を引算器３と相関器５
３との間に設けて相関器５３に入力されるＹ
（ｔ）の極性を切換えるようにしており、また第
１０図では微分器５２の出力の極性を同様にして
切換えるようにしている。なお、修正信号ＭKの
極性切換えについては第５図の場合と同様でよ
い。また、微分器５１，５２の位置は図示した位
置に限定されず、例えば第９図における微分器５
１はまたは点に置いてもよく、第１０図にお
ける微分器５２は点に置いてもよい。
いて微分器５１のみで構成されていた歪検知回路
５に新たに入力信号Ｘ（ｔ）を微分する微分器５
２と、この微分器５２の出力と出力信号Ｙ（ｔ）
との相関をとる相関器５３を追加し、相関器５３
の出力を微分器５１で微分して検知信号Ｄ（ｔ）
を得るようにしたもので、この場合検知信号Ｄ
（ｔ）に含まれる信号成分の極性切換えは相関器
５３の２つの入力信号の一方について極性切換え
を行なうことで達成できる。第９図では増幅器１
２および第１のスイツチ８を引算器３と相関器５
３との間に設けて相関器５３に入力されるＹ
（ｔ）の極性を切換えるようにしており、また第
１０図では微分器５２の出力の極性を同様にして
切換えるようにしている。なお、修正信号ＭKの
極性切換えについては第５図の場合と同様でよ
い。また、微分器５１，５２の位置は図示した位
置に限定されず、例えば第９図における微分器５
１はまたは点に置いてもよく、第１０図にお
ける微分器５２は点に置いてもよい。
以上の実施例は垂直同期信号を基準としてゴー
スト信号成分を消去するテレビジヨンゴースト消
去装置に適した例であるが、第１１図〜第１３図
は一般的な自動等化器に本発明を適用した実施例
を示したものである。歪検知回路５はいずれも参
照信号発生器５４が供給する参照信号Ｒ（ｔ）と
出力信号Ｙ（ｔ）との差信号を得る引算器５５お
よびこの引算器５５の出力と入力信号Ｘ（ｔ）と
の相関をとる相関器５３で構成される。そして第
１１図の例では引算器５５の出力の極性を増幅器
１２を介して第１のスイツチ８で切換えることに
よつて、また第１２図の例では相関器５３に供給
される入力信号Ｘ（ｔ）の極性を同様に切換える
ことによつて、さらに第１３図の例では引算器５
５に供給される出力信号Ｙ（ｔ）と参照信号Ｒ
（ｔ）の極性を同時に切換えることによつてそれ
ぞれ検知信号Ｄ（ｔ）の極性の切換えを行なうよ
うにしている。
スト信号成分を消去するテレビジヨンゴースト消
去装置に適した例であるが、第１１図〜第１３図
は一般的な自動等化器に本発明を適用した実施例
を示したものである。歪検知回路５はいずれも参
照信号発生器５４が供給する参照信号Ｒ（ｔ）と
出力信号Ｙ（ｔ）との差信号を得る引算器５５お
よびこの引算器５５の出力と入力信号Ｘ（ｔ）と
の相関をとる相関器５３で構成される。そして第
１１図の例では引算器５５の出力の極性を増幅器
１２を介して第１のスイツチ８で切換えることに
よつて、また第１２図の例では相関器５３に供給
される入力信号Ｘ（ｔ）の極性を同様に切換える
ことによつて、さらに第１３図の例では引算器５
５に供給される出力信号Ｙ（ｔ）と参照信号Ｒ
（ｔ）の極性を同時に切換えることによつてそれ
ぞれ検知信号Ｄ（ｔ）の極性の切換えを行なうよ
うにしている。
一方、第１１図〜第１３図においてタツプ利得
修正回路６およびタツプ利得保持回路７について
は、第１０図までの実施例で説明したいずれの構
成でもよく、また修正信号Ｍ（ｔ）の極性切換え
も前述したいずれかの方法で行なえばよい。
修正回路６およびタツプ利得保持回路７について
は、第１０図までの実施例で説明したいずれの構
成でもよく、また修正信号Ｍ（ｔ）の極性切換え
も前述したいずれかの方法で行なえばよい。
第１４図の実施例は、増幅器１２およびスイツ
チ８をトランスバーサル・フイルタ２の入力側に
設けて入力信号Ｘ（ｔ）の極性を切換え、さらに
歪検知回路５で参照信号Ｒ（ｔ）を用いている場
合はその極性もＸ（ｔ）の極性切換えに同期して
切換えることにより検知信号Ｄ（ｔ）に含まれる
信号成分の極性を切換えるようにしたものであ
る。なお、第１４図において増幅器１６およびス
イツチ１７は制御系には無関係であるが、入力信
号Ｘ（ｔ）の極性切換えによる出力信号Ｙ（ｔ）
の極性変化を元に戻すためのもので、スイツチ８
に同期して引算器３の出力の同相出力および逆相
出力を交互に取出すものである。
チ８をトランスバーサル・フイルタ２の入力側に
設けて入力信号Ｘ（ｔ）の極性を切換え、さらに
歪検知回路５で参照信号Ｒ（ｔ）を用いている場
合はその極性もＸ（ｔ）の極性切換えに同期して
切換えることにより検知信号Ｄ（ｔ）に含まれる
信号成分の極性を切換えるようにしたものであ
る。なお、第１４図において増幅器１６およびス
イツチ１７は制御系には無関係であるが、入力信
号Ｘ（ｔ）の極性切換えによる出力信号Ｙ（ｔ）
の極性変化を元に戻すためのもので、スイツチ８
に同期して引算器３の出力の同相出力および逆相
出力を交互に取出すものである。
以上述べたように、本発明は歪検知回路で得ら
れた検知信号に含まれる信号成分の極性と、検知
信号に基いてタツプ利得修正回路で得られる修正
信号の極性とを同期して周期的に切換えることに
よつて、検知信号に含まれていた直流オフセツト
分の影響がタツプ利得保持回路での積分作用によ
りタツプ利得の段階で打消されるようにしたもの
である。従つて、本発明によればタツプ利得に直
流オフセツト分の修正量が加わることはなくなる
ので、出力信号においてサグの発生などの波形歪
が生ずるのを防止でき、より良好な等化作用が得
られる。また、歪検知回路やタツプ利得修正回路
で生がる直流オフセツトそのものを極端に小さく
する必要がなくなるので、これらの回路、具体的
には微分器や相関器およびレベル比較器等の実現
が著しく容易となる。
れた検知信号に含まれる信号成分の極性と、検知
信号に基いてタツプ利得修正回路で得られる修正
信号の極性とを同期して周期的に切換えることに
よつて、検知信号に含まれていた直流オフセツト
分の影響がタツプ利得保持回路での積分作用によ
りタツプ利得の段階で打消されるようにしたもの
である。従つて、本発明によればタツプ利得に直
流オフセツト分の修正量が加わることはなくなる
ので、出力信号においてサグの発生などの波形歪
が生ずるのを防止でき、より良好な等化作用が得
られる。また、歪検知回路やタツプ利得修正回路
で生がる直流オフセツトそのものを極端に小さく
する必要がなくなるので、これらの回路、具体的
には微分器や相関器およびレベル比較器等の実現
が著しく容易となる。
なお、本発明は回路自体の持つ直流オフセツト
のみならず、クロツクノイズによる等価的な直流
オフセツトに対しても効果があることは勿論であ
る。また、本発明はタツプ利得保持回路の前にデ
ータの累積器を置いた構成にも適用でき、その場
合には累積器への入力の極性を換知信号に同期さ
せて切換えることによつて同様な効果が得られ
る。
のみならず、クロツクノイズによる等価的な直流
オフセツトに対しても効果があることは勿論であ
る。また、本発明はタツプ利得保持回路の前にデ
ータの累積器を置いた構成にも適用でき、その場
合には累積器への入力の極性を換知信号に同期さ
せて切換えることによつて同様な効果が得られ
る。
また、本発明において同期とは周期が整数倍の
関係にあるものも含むものである。すなわち、検
知信号に含まれる信号成分の極性の切換え周期
と、修正信号の極性の切換え周期とは、一方が他
方に対し整数倍の関係にあつても同様な効果を得
ることができる。
関係にあるものも含むものである。すなわち、検
知信号に含まれる信号成分の極性の切換え周期
と、修正信号の極性の切換え周期とは、一方が他
方に対し整数倍の関係にあつても同様な効果を得
ることができる。
第１図はトランスバーサル・フイルタを用いた
自動等化器の一般的な構成を示す図、第２図はト
ランスバーサルフイルタの構成を示す図、第３図
は第１図の自動等化器の問題点を説明するための
波形図、第４図は本発明による自動等化器の基本
的構成を示す図、第５図は本発明の一実施例を示
す図、第６図は第５図の要部を具体的に示す図、
第７図〜第１４図は本発明の他の実施例を示す図
である。 ２……トランスバーサル・フイルタ、５……歪
検知回路、６……タツプ利得修正回路、７……タ
ツプ利得保持回路、８，９，１７……極性切換用
スイツチ。
自動等化器の一般的な構成を示す図、第２図はト
ランスバーサルフイルタの構成を示す図、第３図
は第１図の自動等化器の問題点を説明するための
波形図、第４図は本発明による自動等化器の基本
的構成を示す図、第５図は本発明の一実施例を示
す図、第６図は第５図の要部を具体的に示す図、
第７図〜第１４図は本発明の他の実施例を示す図
である。 ２……トランスバーサル・フイルタ、５……歪
検知回路、６……タツプ利得修正回路、７……タ
ツプ利得保持回路、８，９，１７……極性切換用
スイツチ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ トランスバーサル・フイルタと、このフイル
タに与えるタツプ利得を保持するタツプ利得保持
回路と、前記フイルタによつて等化される出力信
号の歪成分を検知する歪検知回路と、この回路で
得られた検知信号に基き前記タツプ利得を修正す
るための修正信号を得るタツプ利得修正回路とか
らなる自動等化器において、前記検知信号に含ま
れる信号成分の極性と、前記修正信号の極性とを
同期させて周期的に切換える手段を備えたことを
特徴とする自動等化器。 ２ 前記等化される出力信号の極性を周期的に切
換えて検知信号に含まれる信号成分の極性を周期
的に切換えるようにした特許請求の範囲第１項記
載の自動等化器。 ３ 歪検知回路はトランスバーサル・フイルタの
入力信号および前記等化される出力信号またはこ
れと参照信号との差信号の相関を求める相関器を
含み、この相関器の入力信号のうちの１つの入力
信号の極性を切換えて検知信号に含まれる信号成
分の極性を周期的に切換えるようにした特許請求
の範囲第１項記載の自動等化器。 ４ タツプ利得保持回路は修正信号によつてその
内容が修正されるデイジタルメモリを含み、この
メモリの内容の修正信号による修正動作を周期的
に加算動作と減算動作とに切換えることによつて
等価的に修正信号の極性を周期的に切換えるよう
にした特許請求の範囲第１項記載の自動等化器。 ５ トランスバーサル・フイルタの入力信号の極
性を周期的に切換えることによつて検知信号に含
まれる信号成分の極性を周期的に切換えるように
した特許請求の範囲第１項記載の自動等化器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1564679A JPS55109023A (en) | 1979-02-14 | 1979-02-14 | Automatic equalizer |
| US06/158,311 US4303895A (en) | 1979-02-14 | 1980-06-10 | Automatic equalizer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1564679A JPS55109023A (en) | 1979-02-14 | 1979-02-14 | Automatic equalizer |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55109023A JPS55109023A (en) | 1980-08-21 |
| JPS6210445B2 true JPS6210445B2 (ja) | 1987-03-06 |
Family
ID=11894472
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1564679A Granted JPS55109023A (en) | 1979-02-14 | 1979-02-14 | Automatic equalizer |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4303895A (ja) |
| JP (1) | JPS55109023A (ja) |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5776910A (en) * | 1980-10-29 | 1982-05-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ghost rejecting device |
| NL8006543A (nl) * | 1980-12-02 | 1982-07-01 | Philips Nv | Zelfinstellend filter. |
| ES8307427A1 (es) * | 1981-04-06 | 1983-06-16 | Rca Corp | Un aparato para analizar la caracteristica de transicion de senal de una senal de video en un sistema de tratamiento de datos. |
| US4413282A (en) * | 1981-04-06 | 1983-11-01 | Rca Corporation | Television ghost signal detection during the video information interval |
| JPS5972878A (ja) * | 1982-10-20 | 1984-04-24 | Hitachi Ltd | ゴ−スト除去装置 |
| JPS59219076A (ja) * | 1983-05-27 | 1984-12-10 | Hitachi Ltd | Ｃ−ｍｏｓ負荷型増幅器を備えたゴ−スト除去装置 |
| JPS60171833A (ja) * | 1984-02-16 | 1985-09-05 | Toshiba Corp | 文字信号用波形等化器 |
| GB2159376B (en) * | 1984-05-22 | 1987-08-26 | Emi Ltd | An echo cancelling system |
| JPS61102813A (ja) * | 1984-10-25 | 1986-05-21 | Hitachi Denshi Ltd | 適応デイジタルフイルタ |
| EP0212839B2 (en) * | 1985-07-16 | 1994-10-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Ghost cancelling reference signal transmission/reception system |
| NL8603247A (nl) * | 1986-12-22 | 1988-07-18 | At & T & Philips Telecomm | Adaptief tijd-discreet filter voor het vormen van een compensatiesignaal uit synchrone datasymbolen. |
| DE69030962T2 (de) * | 1989-03-13 | 1998-01-02 | Sony Corp | Automatischer Entzerrer |
| US5237415A (en) * | 1989-04-27 | 1993-08-17 | Victor Company Of Japan, Ltd. | Ghost canceler with adaptive transversal filter |
| US5099328A (en) * | 1989-12-12 | 1992-03-24 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Ghost canceller |
| FI85548C (fi) * | 1990-06-14 | 1992-04-27 | Nokia Oy Ab | Mottagningsfoerfarande och mottagare foer diskreta signaler. |
| US5245556A (en) * | 1992-09-15 | 1993-09-14 | Universal Data Systems, Inc. | Adaptive equalizer method and apparatus |
| US6104442A (en) * | 1994-06-28 | 2000-08-15 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Radio receiver for receiving both VSB and QAM digital HDTV signals |
| US20040213358A1 (en) * | 1994-05-23 | 2004-10-28 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Radio receiver for receiving both VSB and QAM digital HDTV signals |
| US5684827A (en) * | 1995-10-04 | 1997-11-04 | Zenith Electronics Corporation | System for controlling the operating mode of an adaptive equalizer |
| KR20170024807A (ko) * | 2015-08-26 | 2017-03-08 | 에스케이하이닉스 주식회사 | 반도체 장치 및 이를 위한 수신회로 |
| JP7145786B2 (ja) | 2019-02-22 | 2022-10-03 | 日立Astemo株式会社 | 信号伝送回路、信号伝送システム |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3479458A (en) * | 1967-03-06 | 1969-11-18 | Honeywell Inc | Automatic channel equalization apparatus |
| JPS5478009A (en) * | 1977-12-02 | 1979-06-21 | Sony Corp | Disturbing signal elimination unit |
| JPS54149549A (en) * | 1978-05-17 | 1979-11-22 | Toshiba Corp | Automatic equalizer |
-
1979
- 1979-02-14 JP JP1564679A patent/JPS55109023A/ja active Granted
-
1980
- 1980-06-10 US US06/158,311 patent/US4303895A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS55109023A (en) | 1980-08-21 |
| US4303895A (en) | 1981-12-01 |
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