JPS62110179A - 距離追尾レ−ダ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、送信アンテナから、航空機、飛しよう体、
あるいは車両などの目標に電波を照射し。

それらの目標から反射して来る電波を媒体として目標の
距離を追尾する距離追尾レーダにおいて。

照射する電波ｔ−桶とく注の扁い広帯域変調形式で送信
して、目標からの反射波を狭帯域受信機で受信し、目標
筐での距離を追尾する距離追尾レーダの改良に関するも
のである。

〔従来の技術〕

従来の測距レーダには、大別して、パルス方式と連続波
方式があるが、連続波方式はレーダ自身が目標に照射す
る′電波が濱にレーダ自身内にある受信機＆（漏れ込ん
でしなうため、受信機を高感反にすることは難かしかっ
た。そのために測距レーダはパルス方式が比較的良く使
用されている。パルス方式のレーダは使用するパルス変
調形式から。

受イｂ機の帯域幅を広く収る必要があるため、受信機雑
音が多くなるために感度はあまり良くない。

その上受信機帯域幅が広いため目標側が行なう電波妨害
にも弱いという１犬な欠点がある。対電波妨害に関する
レーダ技術についてはこれまでさまざまな方法が提案さ
れているが、レーダ自身が目標に向けて照射する電波の
周波数及び形式が目標側に察知されないような電波形式
の電磁波を目標に照射することができれは、対電波妨害
の根本的な解決の一つになるはずである。

上に述べた理由によってこれからのモノパルスレーダの
進むべき一つの方向け。

（ア）送信出力の受信機への漏れ込みによって受信機の
感度が劣化する場合には、パルス方式にして送信と受信
全切り換え、さらにパルス繰シ返し周波数を可変にする
ことによって送信パルスと受信反射波パルスの一致を防
ぎ、受信電力の低下を防ぐ。

（イ）送信する電波の形式はできるだけ広い周波数スペ
クトルを使用し、かつ秘とく注の高い変調形式を辿ぶ。

（つ）受信機の前段において帯域幅はできるだけ狭くす
ることにより、混変調妨害を減少させ、対電波妨害能力
を向上させ、あわせて高感度化をはかる。

←）従来からあるモノパルス測角レーダにおいて角度信
号及び距離信号の復調を狭帯域受信方式で実現する。

などであり、これらの実現が強く要望されている。

第４図の従来例と第５図のタイムチャートを用いて、距
離追尾レーダの従来例について説明する。

基準パルス発生器（５７）の出力である基準パルス発生
器出力（支）は、整形回路（犯）で波形整形されて所定
のパルス幅のパルスに波形歪形されて基準パルス（ハ）
になる。送信源（５９）で作られる送信源出力αＳハ、
パルス変調器（６０）によって、パルス変調すれて、パ
ルス変調器出力」になり、電力増幅器（６１）によって
増幅されて、ｖＬ力増幅器出力Ｕηになり。

送信アンテナ団によって、送信出力−は、目標に向けて
送信される。目標からの反射波は送信からＴ（秒）だけ
遅れて、受信入力（１＋となり、受信アンテナ（５１）
にて受信されて、受信アンテナ出力（２）になる。局部
発振器（５６）で作られる局部発碌器出力αＪは、第３
混合器（５２）によって受信アンテナ出力（２１ととも
に混合されて、第３混合器出力（至）になり、第３中間
筒波増幅器（５３）　［よって増幅されて。

第３中間周波増幅器出力Ｏｎになって、振幅検波器（５
４）によって振幅検波されて掘暢検波出力ａ１になる。

表示器（５５）では、基準パルス（至）を基準パルスに
して、振幅検波出力１ｔｌｆｔ表示することによって。

レーダから目標１での距離は求められる。

なお、第３中間周波増Ｗｊ器（５５）は、受信される目
標からの反射波のパルス幅を保持する必要性から広帯域
の中間周波増幅器になっている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

目標を捜索し検知して追尾する追尾レーダでは目標を正
確に追尾することもさることながら、目標側から妨害を
受けてもなおかつ目標全正確に追尾できる性能が重要で
ある。いま送信信号囲を（８１８）とすると。

ｓ、Ｂ　−ｐ　（ｓｌｎａｒｔ）　ｃｏｓ　ωｚ　　　
　　　（１）の信号が目標に照射される。ただし、　ｐ
（ｓ＋ｎｇｔ）は、第２図のパルス振幅変調信号であり
、ω、はパルス繰シ返しの角周波数である。ｌ：目標は
、角周波数ωの信号がレーダから照射されていることを
周波数カウンタあるいは周波数分析器によって察知し、
レーダに対して角周波数ωの周波数の信号あるいは中心
角周波数がωである尚波数の雑音変調信号を容易に送シ
返すことができ、相手側のレーダの目標追尾に容易に妨
害をかけることかできる。目標からの反射波である受信
信号Ｓ、は。

Ｓ、　＝ｑ（ｓＬｎωｐ（ｔ−Ｔ）：）ＣＯ８［ω（ｔ
−Ｔ）］　　　（２）である。ただしＴはレーダから目
標１での往復の時間でるｐ　、　ｑ　［ｓ＋ｎ　ωｐ（
ｚ−Ｔ）］は、受信信号（１）のパルス変調項である。

したがって関数ｑ　（Ｓｉｌｌ　ωｐ（ｔ−Ｔ））は関
数Ｐ（ａｉｎ懸（ｔ−Ｔ）Ｅを含む。時間Ｔから目標ま
での距離を求めるためには、１マイクロ秒−１５０ｍの
関係から求まる。レーダから目標までの距離を求めるた
めには、広帯域信号であるｑ［５ｌＩｌωｐ（ｔ−’ｒ
）Ｅ全復調する必要があジ、受信機は当然広帯域になシ
、妨害′ｆ、受けやすくなる。したがって、距離追尾レ
ーダの送信信号を目標側に知られないようにすることが
、距離追尾レーダの対電波妨害の立場からは根本的解決
の一方法である。

この発明は、距離追尾レーダの送（Ｍｉ４１波の変調形
式を目標側において容易にレーダの使用周波数全察知さ
れない、０とπ（円周率）の２位相の位相変調された広
帯域のパルス波全目標に向け照射し、目標からの広帯域
信号を狭帯域の中間周波数で受信が可能な極めて電波的
に秘とく注の高い。

そして対電波妨害能力の高い２位相変調の距離追尾レー
ダを供給することを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係る距離追尾レーダは、Ｏとπの２位相の位
相変調された広帯域のパルス波全目標に同は照射し、目
標からの広帯域信号を復調し、狭帯域の中間周波数で受
信できるようにしたものである。

〔作用〕

この発明における作用及び原理的説明を、第２図及び第
３図のタイムチャートラ用いて行う。

第２図において、送信出力化は、ωを搬送波の角周波数
とすると、ｃｏｓωｔと−ａωｔの信号を交互に送信さ
せる。したがって、受信反射波は、レーダと目標までの
距離に相当する時間Ｔ（秒）だけ遅れて目標からの反射
波である入力信号＋ｌｌｉ受信する。入力信号（１１は
、送信出力Ｑ８と同様に、〔□□□ω（ｔ−Ｔ）、−幅
ω（ｔ−’ｒ）］のペアで受信されるので。

中間周波増幅器の帯域＠を狭くして受信する狭帯域受信
機では、　（ｃｏｓ　ω（ｔ−Ｔ）　、　−（Ｘ）Ｓ　
ω（ｔ−Ｔ））のペアは狭帯域フィルタによってろ波さ
れて出力はほとんどゼロになってしまう。これまで送信
ごとｌｌ′Ｉ：■ωを、−焦ωｔ　を切シ換える揚台に
ついて説明したが、必ずしもそうである必要はなく、た
とえばＭ系列の擬似ランダムコードのように、０相とπ
相の出現時間がほぼ同じであればよい。そこで、送信源
出力α９（Ｓ１０を次のように定める。

ｓ、５−　ｓｉｎ　ωｔ（３） ただし、ωは送信源出力−の搬送波の角周波数である。

第３位相変調器出力（ｕｉ（ｓ＋６）は８１６　＝ｓｉ
ｎ　［ωｔ−）−−８ｉｇｎ　（ｓｔｎ　ωｓｔ　）　
］　　　　（４）となシ、パルス変調器出力３４Ｊ、高
周波増幅器出力（４７１及び送信出力ｃ＋５（ｓｅａ）
は、同じ表現が可能であるので。

ＳＩＢ　干Ｐ　（ｂｉｌｌ　（７ＪりすＳｌｎ［ｃｕｔ
＋Ｔ　Ｓｔ＃　（ｓｔｎ　ｃｃ＋ｓｔ）〕＝ｐ（ｓｕ＋
ωｐ　ｔ）　ｂｉｎ　［、Ｂ１１ｎ　（”ω、Ｚ）ＩＬ
Ｘ）Ｓωｔ（５）となる。ただし。

Ｓ　２２　＝Ｐ　（５ｉｌｌ　ωｐ　ｔ）　　　　　　
　　　　　　（６）であり１式（６）は、パルス整形回
路出力四であｐ。

ω８は信号発生器出力（至）の角周波数である。さらに
。

である。式（５）の送信出力ｕ８による目標からの反射
波である受信人力（１１（ＳＩ）はＴだけ送信よシ遅れ
て受信されるので。

Ｓ、　＝　ｑ　［５ｉｆｌ　ωｐ（ｔ−Ｔ）　］１ｉｌ
ｌｌ　（−５ｉｈ（ＳＩ［ｌ　ωｚ　（Ｚ−Ｔ　）月ｃ
ｏｓω（ｔ−Ｔ　）　　　　　　　　　　　　（８）受
（８入力＋１１　（ＳＩ）を中間周波数に落とすために
、第１位相変調器出力＋７１　（８７）及び０！２位相
変調器出力（８１（Ｓｓ）を用いて第１混合器″（６２
）及び第２混合器（６６）へのスイッチング信号とする
。第１位相変調器出力（７）（Ｓ７）を ｓ　７−５ｌｉｔ　（−５ｉＩｈ１＋１ｓｕｉ　ωｔ（
ｔ−τ）刀ｅｏｓ［ｃｕｚ（ｉ一つ］（９）とする。Ｗ
Ｊ２位相変調器出力（８１（ｓｏ）は８９−ａｕ＋（：
　ｓｍ［ｉｎ＋　ω、　（ｉ−ｒ）　ｓｕ＋　２ω、（
＋す］）焦〔ωｚ（ｉ−リ〕（１０） とする。次の関係式　式（１１）　、　（１２）が成立
する。

−鍋ω５（Ｔ−τ） Ｓｌｌｌ　２ωＢ（＋ｒ）刀−−ｓｔｎ　２ｃｍｙ（’
Ｉ’−リま ただし、□は、−周期の時間平均である。したがって、
１ｉｆｌ混合器出力ｔａ＋　（Ｓ、）はＳ、−ｑ［１ｌ
ｌｌ　　ωｐ（ｉ−’Ｉ’））Ｃｍｃｃ＋、（Ｔ−ｒ）
αｙｓ　［ｔ（ω−ωｚ）　−（ＧＪＴ−ωｚτ）〕と
なシ、第２同期検波器（６７）の基準信号となる。第第
２混合器出力１４１　（８４）は。

ｓ４−　ｑ（Ｓｌｎ　ωｐ（ｔ／−Ｔ）、］　７８Ｌ１
１２Ｑｌｓ（Ｍ）（Ｘ）Ｓ　〔ｉ（Ｈリ−（ωＴ啼τ）
］　　　　　　　　　　　　　（１４）となる。

第１中間周波増幅器出力（６４）　（８６４）は。

ｌ　ｃｏｓωａ（Ｔ−ｒ）　ｌ　＞　ｏ　　　　　　　
　　　　（１５）とすると１両側帯波ｑ　［ｓｕ＋ωｐ
（ｔ−Ｔ））は除かれて、・式（１３）の信号は。

８６４−ｃｏｓ　Ｌ　ｔ（ω−ωｚ）−（ωＴ＋ＸＩＪ
ｚｙ　）　］　　　　　　　　　　　（１６）となる。

同様に両側帯波は除かれて第２中間周波数増幅器出力＋
６１　（Ｅ＋６）は。

８６−　１ｉ１ｆ１２ＧＪａ（’Ｉ’−リｗ［を、（８
ｚ）−（ｒ−ｃａ＋ｚｒ）］　　　（１７）となる。距
離清報に関する＠２２同検波器中力（９）（８を、）は ８９篇５６４１１８６ −−３Ｉｎ　２ω５（Ｔ−τ）　　　　　　　　　　　
　（１８）とな９１式（１８）は、０を中心に正負の値
をとシ得るので、第２同期検波器（６７）の出力として
望ましいことを示している。

したがって、距離追尾レーダのなかで、レーダから目標
までの距離Ｔに相当する信号全自由に発生できれは Ｔ−τ　　　　　　　　　　　　　　　（１９）となっ
て１式（１９Ｌｒ盾ｉｃｏにすることにより、レーダが
目標を追尾することができるとともに、目標までの距離
を求めることができる。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を、第１図を用いて説明する
。信号発生器（７５）の出力である信号発生器出力■は
、第３位相変調器（７りにおいて、送信源（５りの出力
である送信源出力ｕｓ’６位相変調して。

πラジアンだけ位相差のある２位相の位相変調音した第
１位相変調器出力ｕｆ３になる。距離信号発生器（７６
）で作られる。レーダが目標に電波を照射し。

再びレーダに返って来るまでの時間Ｔに相当する信号で
ある距離信号発生器出力（ハ）は、パルス基準信号発生
器（７２）において目標からの反射波の到着時間が送信
出力Ｑ唖の送信時間と重ならないかどうか演算されて、
パルス基準信号発生器出力Ｑυになシ、パルス整形回路
（７３）で所定のパルス幅の信号に整形されて、パルス
成形回路出力のとなる。第１位相変調器出力αｅは、パ
ルス変調器（６０）において、パルス成形回路出力ノヲ
変調信号として用いることにより、パルス変調器出力（
２）になり、電力増幅器（６１）によって増幅されて、
ｗ力増幅器出力（４つとなシ、送信アンテナ団によって
、送信出力ｕ８は、目標に向けて照射される。目標から
の反射波である受信入力（１）は、受信アンテナ（５す
において受信され、受信アンテナ出力（２）となシ、第
１混合器（６２）及び第２混合器（６３）のそれぞれに
分岐されて、第１位相変調器出力（７１及び第２位相変
調器出力（８）をそれぞれ使って、第１混合器出力（３
）及び第２混合器出力（４）になる。第１混合器出力（
３）は、第１中間周波増幅器（６４）にて増幅されて、
第１中間増幅器出力１５；になシ、第２同期検波器（６
７）の基準信号になる。第２混合器出力（４）は、第２
中間増幅器において増幅され、第２中間周波増幅器（６
）になり、第２同期検波器（６７）において、同期検波
され。

距離誤差信号（９）となシ、距離信号発生器（７６）に
入力される。

信号発生器出力（２）のもう一方の出力は、遅延器（７
４）において、距離信号発生器出力（４６１を制御信号
として、距離誤差信号（９１を屑にゼロになるように遅
延ｔｔ変化させて、遅延器用力ａ９になり１局部発振器
（５６）で作られる局部発振器出力（１３ヲ第１位相変
調器（７０）において１位相変調して、第１位相変調器
出力（７）になる。一方、もう１つの遅延器用力１１９
は１反転ビット発生器（６６）で、ビット反転され１反
転ビット発生器出力製となシ、第１切換器（７７）で、
各ビットの前半分は遅延器用力ｔ１３１を、後半分は反
転ビット発生器出力（至）を選択され、第１切換器出力
（５）になる。この第１切換器出力（２）は。

局部発振器出力ｕ３１を第２位相変調器（８２）におい
て位相変調して、第２位相変調器出力（８）になる。

以上の実施例によって、０．πの２位相の位相に調され
た広帯域のパルス波を目標に向け照射し。

目標からの広帯域信号全復調し、狭帯域の中間周波数で
受信できることが説明できた。

なお、上記実施例では、送信アンテナと受信アンテナを
別々に構成して説明したが、送受信を同−のアンテナで
構成しても良い。また、信号発生器の出力を、正弦波の
ような単一スペクトルの場合について説明したが、ラン
ダムノイズのような広いスペクトルを持った信号でもよ
い。また、これまで第２図に示すように位相変調はパル
ス繰シ返しごとに実施する例について説明してきたが。

第３図に示すようにパルス内で位相変調してもよい。な
お、第３図は、ランダム信号を２値化して位相変調する
場合である。この場合１式（１８）の角周波ωＳは、１
ピツトに対応する基本角周波数と考えればよい。

〔発明の効果〕

（１）位相を０とπラジアンの２位相で送信するので、
電波妨害をかける立場からは１本発明の２位相信号を検
知し１周波数を解読して、妨害電波を相手レーダに送り
返すことは困難であるので、電波的に秘とく注の高い、
対電波妨害に優れた距離追尾レーダとなっている。

（２）本発明の距離追尾レー・ダに単一周波数の妨害を
かけても、混合器の後ろに置かれる狭帯域の中間増幅器
の帯域の外側にスペクトルが分散されてしまうので、受
信機への妨害は少ない。

（３１これまでの狭帯域受信のレーダでは、ｆ＃度の良
い測距が芙埃できなかったが１本発明によれば。

狭帯域受信の測距が可能になシ、送信パルスと受信パル
スが一致することの不都合を繰り返しパルス間隔と送信
から受信までの遅延時間とを同期して変更するなどで可
能になるので、送信出力の効率が良くなる。

（４）中間増幅器の周波数帯域幅を狭くすることができ
るので、避けることのできない受信機固有の雑音を減ら
すことができ、極めて高感度の距離追尾レーダになって
いる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による距離追尾レーダを示
すブロック図、第２図、第３図は、第１図の実施例を説
明するためのタイムチャート、第４図は従来の距離追尾
レーダを示すブロック図。 第５図は第４図の従来例を説明するためのタイムチャー
トである。 図において、（１）は受信入力、（２）は受信アンテナ
出力、（３）は第１混合器出力、（４１は第２混合器出
力。 （５）は第１中間増幅器出力、（６）は第２中ＩＷＩ増
幅器出力、（７）は第１位相変調器出力、（８）は第２
位相変調器出力、（９）は距離誤差信号、α〔は振幅検
波器出力。 （１’ｌは局部発掘器出力、四は送信源出力、ａｅは第
３位相変調器出力、ｕ杓は送信出力、　ｔｔ９は遅延器
出力。 力は信号発生器出力、３月よパルス基準発生器出力。 ツはパルス整形回路出力、□□□は基準パルス、　ｃ！
ｎはパルス変調器出力、（ハ）はｗ！、原資算器出力、
（資）は第１切換器出力、（至）は基準パルス発生器出
力、（至）は第３混合器出力、　ｃ３ｎは第３中間周波
増幅器出力。 （４ｔｉは距離信号発生器出力、　ｈ７１は電力増幅器
出力。 ６０１は送信アンテナ、　（５１）は受信アンテナ、　
（５２）は第３混合器、（５）は第３中間周波増幅器＃
　（５４）は振幅検波器、　（５５）は表示器１　（５
６）は局部発振器。 （５７）は基準パルス発生器、　（５Ｂ）は整形回路＃
　（”９）は送イ＾源、（ω）はパルス変調器、（６り
は電力増幅器、　（６２）は第１混合器ｓ　（６３）は
第２混合器、　（６４）は第１中間周波増幅器、　（６
５）は第２中間周波増幅器、　（６６）は反転ビット発
生器＃　（６７）は第２同期検波器、（７のは第１位相
変調器、　（７１）は第３位相変調器、　（７２）はパ
ルス基準信号発生器＃　（７３）はパル整形回路ａ　Ｃ
７４）は遅延器、　（７５）は信号発生器。 （７６）は距離信号発生器、　（７７）は第１切侠器、
（８２）は第２位相変調器である。 なお、各図中同一符号は同−又は相当部分を示すものと
する。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 送信アンテナ、受信アンテナ、混合器、局部発振器、中
   間周波増幅器、同期検波器又は掛算器、遅延器及び信号
   発生器を具備した距離追尾レーダにおいて、前記信号発
   生器の出力信号を用いて送信源出力を位相変調した信号
   を、前記送信アンテナにより目標に向け照射し、前記受
   信アンテナにより目標よりの反射波を受信し、前記受信
   アンテナの出力を前記混合器に加え、前記信号発生器の
   出力信号に比べて目標への送信から受信までの伝播時間
   に相当する時間だけ遅延させた信号と、この信号の各ビ
   ット毎に前半分はそのままの値、後半分は前半分の値を
   反転させた信号を用いて、前記局部発振器の出力をそれ
   ぞれ位相変調した信号をスイッチング信号として用い、
   前記混合器により受信信号をそれぞれ２つの中間周波数
   に変換し、前記中間周波増幅器によつて増幅し、前記同
   期検波器又は掛算器によつて、同期検波あるいは掛算し
   て得られる信号を用いて、目標の位置を検出することを
   特徴とする距離追尾レーダ。