JPS62142402A - 周波数変調装置 - Google Patents
周波数変調装置Info
- Publication number
- JPS62142402A JPS62142402A JP60283537A JP28353785A JPS62142402A JP S62142402 A JPS62142402 A JP S62142402A JP 60283537 A JP60283537 A JP 60283537A JP 28353785 A JP28353785 A JP 28353785A JP S62142402 A JPS62142402 A JP S62142402A
- Authority
- JP
- Japan
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- phase
- integrator
- bits
- frequency
- word length
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- Pending
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、周波数変調装置に関する。
従来の技術
以下に従来の周波数変調装置（ＦＭ変調装置）の例を示
す。
す。
一般に変調信号をＶ（ｔ）、搬送波の中心角周波数２、
、。
、。
をω。とすれば、ＦＭ信号ｆ （ｔ）は、ｆ （ｔ）
＝ムｓｉｎ （ωＯｔ ＋ｍ ／Ｖ（ｔ）ｄｔ＋θ０）
（ｍ、 θ０は定数） とあられされる。上記をディジタル信号の演算によって
実現した場合、標本化周期をＴ、変調信号の標本値をＶ
（ｎＴ）とすれば、ＦＭ信号ｆ（ｎＴ）（ｎ≧２） と書くことができる。
＝ムｓｉｎ （ωＯｔ ＋ｍ ／Ｖ（ｔ）ｄｔ＋θ０）
（ｍ、 θ０は定数） とあられされる。上記をディジタル信号の演算によって
実現した場合、標本化周期をＴ、変調信号の標本値をＶ
（ｎＴ）とすれば、ＦＭ信号ｆ（ｎＴ）（ｎ≧２） と書くことができる。
ここでＦＭ信号ｆ（ｎＴ）の位相成分をθ（ｎＴ）とし
て、θ（ｎＴ ）をＮビットで量子化した場合を考える
。θ（ｎＴ）はＮビットの量子化によって、０から２π
までを２）１１固に分割され、量子化ステラがってθ（
ｎＴ）の計算をＮビットを越える精度で行ってもＮビッ
トを越える下位ビットは切り捨てられてしまうために、
位相振幅変換器の位相入力の語長をＮビットとした場合
には、θ（ｎＴ）の計算を行う積分器の語長もＮビット
あれば十分てあ３へ−・ る。つまり従来の構成では、積分器語長と位相振幅変換
器の位相入力語長を等しくしていた。
て、θ（ｎＴ ）をＮビットで量子化した場合を考える
。θ（ｎＴ）はＮビットの量子化によって、０から２π
までを２）１１固に分割され、量子化ステラがってθ（
ｎＴ）の計算をＮビットを越える精度で行ってもＮビッ
トを越える下位ビットは切り捨てられてしまうために、
位相振幅変換器の位相入力の語長をＮビットとした場合
には、θ（ｎＴ）の計算を行う積分器の語長もＮビット
あれば十分てあ３へ−・ る。つまり従来の構成では、積分器語長と位相振幅変換
器の位相入力語長を等しくしていた。
発明が解決しようとする問題点
しかしながら、上記の構成法では以下に示すような問題
点を有している。
点を有している。
適当な語長であられされた変調信号をＮビットの階調で
変調しようとする場合には、積分器及び位相振幅変換器
の位相入力ともＮビットの語長が必要である。ここで位
相振幅変換器はＲＯＭ等を用いて構成する場合が多いが
、その場合その回路規模はＮではなく ２Ｎに比例して
犬きくなる。したがって、Ｎが大きい場合例えば８ビツ
トや１０ビツトの場合に、積分器に比べて位相振幅変換
器の回路規模は非常に大きくなり、階調をさらに」二げ
ようとしても問題が多い。
変調しようとする場合には、積分器及び位相振幅変換器
の位相入力ともＮビットの語長が必要である。ここで位
相振幅変換器はＲＯＭ等を用いて構成する場合が多いが
、その場合その回路規模はＮではなく ２Ｎに比例して
犬きくなる。したがって、Ｎが大きい場合例えば８ビツ
トや１０ビツトの場合に、積分器に比べて位相振幅変換
器の回路規模は非常に大きくなり、階調をさらに」二げ
ようとしても問題が多い。
問題点を解決するための手段
上記問題点を解決するため本発明は標本化周期Ｔで標本
化されたディジタル変調信号に、定数Ｃを加算する第１
の加３つ器と、内部に第２の加算器と遅延器とを有し前
記第１の加勢器の出力を入力として積分を行う積分器と
、前記積分器出力を人力として、正弦値あるいは余弦値
を出力する位相振幅変換器とを備え、前記積分器の語長
を前記位相振幅変換器の位相角の入力語長よりも、下位
方向に少なくとも１ビット以上長くしたものである。
化されたディジタル変調信号に、定数Ｃを加算する第１
の加３つ器と、内部に第２の加算器と遅延器とを有し前
記第１の加勢器の出力を入力として積分を行う積分器と
、前記積分器出力を人力として、正弦値あるいは余弦値
を出力する位相振幅変換器とを備え、前記積分器の語長
を前記位相振幅変換器の位相角の入力語長よりも、下位
方向に少なくとも１ビット以上長くしたものである。
作用
本発明は前記した構成により、適当なピッｉ・数であら
れされた入力変調信号をＮビットの階調でＦＭ変復調す
る場合に、変調信号以外の不用な周波数成分が発生し変
調を受けるが、変調信号の周波数が低いと上記の不用な
周波数の信号の振幅が小さく、かつ復調側の低域ｐ波器
によって特定の周波数成分は減衰されるために、復調側
においてＮビットの階調が得られる。
れされた入力変調信号をＮビットの階調でＦＭ変復調す
る場合に、変調信号以外の不用な周波数成分が発生し変
調を受けるが、変調信号の周波数が低いと上記の不用な
周波数の信号の振幅が小さく、かつ復調側の低域ｐ波器
によって特定の周波数成分は減衰されるために、復調側
においてＮビットの階調が得られる。
実施例
以下に本発明の実施例を添付図面を用いて説明する。
第１図は、ＦＭ変調装置に本発明を実施した一例であっ
て、第１図において１は入力端子、２゜３は加算器、４
は遅延器、６は加算器３と遅延器６ペー／゛ ４から構成される積分器、６は位相角θを入力としてｓ
ｉｎθを出力する位相振幅変換器、７はＤ／Ａ変換器で
ある。第２図は、ＦＭ復調装置であって、第２図におい
て８は入力端子、９はＡ／Ｄ変換器、１ｏはｓｉｎθを
入力としてｓｉｎ （θ＋９ｏ）を出力する９Ｃ３移相
器、１１は振幅位相変換器、１２゜１３は減算器、１４
は遅延器、１６は低域ｐ波器、１６はＤ／Ａ変換器であ
る。
て、第１図において１は入力端子、２゜３は加算器、４
は遅延器、６は加算器３と遅延器６ペー／゛ ４から構成される積分器、６は位相角θを入力としてｓ
ｉｎθを出力する位相振幅変換器、７はＤ／Ａ変換器で
ある。第２図は、ＦＭ復調装置であって、第２図におい
て８は入力端子、９はＡ／Ｄ変換器、１ｏはｓｉｎθを
入力としてｓｉｎ （θ＋９ｏ）を出力する９Ｃ３移相
器、１１は振幅位相変換器、１２゜１３は減算器、１４
は遅延器、１６は低域ｐ波器、１６はＤ／Ａ変換器であ
る。
（周波数変調）
端子１に入力されたディジタル変調信号は、加算器２で
定数Ｃ（搬送角周波数ωＣと標本化周期での積）を加算
され、加算結果は加算器３と遅延器４から構成された積
分器６に入力される。積分器５で位相角θが計算され、
積分器６の出力は振幅位相変換器６に入力される。ここ
で積分器６の語長をＮビットとし、位相振幅変換器６の
語長は、積分器６の最下位ビットを１ビット減らしたＮ
−１ビツトとする。この場合に、入力変調信号の周波
数が低ければ、積分器５の出力の最下位ビットの変化が
標本化周期の２倍の周期で位相振幅変換６ベーツ・ 器６の位相角入力の最下位ビットにあられれる。
定数Ｃ（搬送角周波数ωＣと標本化周期での積）を加算
され、加算結果は加算器３と遅延器４から構成された積
分器６に入力される。積分器５で位相角θが計算され、
積分器６の出力は振幅位相変換器６に入力される。ここ
で積分器６の語長をＮビットとし、位相振幅変換器６の
語長は、積分器６の最下位ビットを１ビット減らしたＮ
−１ビツトとする。この場合に、入力変調信号の周波
数が低ければ、積分器５の出力の最下位ビットの変化が
標本化周期の２倍の周期で位相振幅変換６ベーツ・ 器６の位相角入力の最下位ビットにあられれる。
したがって、変調信号Ｖ（ｎＴ）に標本化周波数の２分
の１の周波数の信号Ｎ（ｎＴ）が重畳された形で変調が
行われることになり、位相振幅変換器６の出力信号ｆ
（ｎＴ ）は次のように表わされる。
の１の周波数の信号Ｎ（ｎＴ）が重畳された形で変調が
行われることになり、位相振幅変換器６の出力信号ｆ
（ｎＴ ）は次のように表わされる。
」二記一連の演算で得られたＦＭ信号出力は、Ｄ／Ａ変
換器７でアナログ信号に変換されるが、その際標本化周
波数の半分を越える周波数の信号は帯域内に折り返され
る。本実施例の場合には上からの折り返しと下からの折
り返しの周波数が一致し、ＦＭ信号周波数をｆａ、標本
化周波数をｆ８とすれば、折り返しの周波数ｆ、は Ｂ ｆ＋ ＝ ｆ。
換器７でアナログ信号に変換されるが、その際標本化周
波数の半分を越える周波数の信号は帯域内に折り返され
る。本実施例の場合には上からの折り返しと下からの折
り返しの周波数が一致し、ＦＭ信号周波数をｆａ、標本
化周波数をｆ８とすれば、折り返しの周波数ｆ、は Ｂ ｆ＋ ＝ ｆ。
で与えられる。
（周波数復調）
アナログＦＭ信号は適当な伝送系を径だ後、以下の方法
で復調される。端子８から入力されたア７ベー、・ ナログ信号はＡ／Ｄ変換器９でディジタル信号に変換さ
れ、９ｄ移相器１ｏに入力される。９♂移相器１０から
は入力信号の位相を９♂シフトした信号が出力され、入
力信号と９０″移相器出力信号の２つの信号の符号、振
幅及び振幅の大小関係から、振幅位相変換器１１で位相
情報が出力される。
で復調される。端子８から入力されたア７ベー、・ ナログ信号はＡ／Ｄ変換器９でディジタル信号に変換さ
れ、９ｄ移相器１ｏに入力される。９♂移相器１０から
は入力信号の位相を９♂シフトした信号が出力され、入
力信号と９０″移相器出力信号の２つの信号の符号、振
幅及び振幅の大小関係から、振幅位相変換器１１で位相
情報が出力される。
減算器１２で、上記振幅位相変換器１１の出力と遅延器
１４の出力との差分をとり、減算結果からさらに減算器
１３で搬送周波数成分を除くことにより、変調信号が復
調される。捷た、振幅位相変換器１１の出力は１標本化
周期後の演算のために、遅延器１４に記憶される。ここ
で上記の折り返しの周波数成分も同時に復調され、変調
信号の上に周波数 ｆ２−１１１−ｆｏｌ の成分が重畳された形であられれる。ｆ２は変調信号の
周波数が低い場合には、搬送周波数ｆａ によって変化
するが、この不用な周波数成分は振幅が小さくかつ低域
ｒ波器１５によって特定の周波数成分は減衰されるため
に、Ｄ ／ Ａ変換器１６の語長をＮビット以上に選べ
ば、復調信号の中からＮピット階調の変調信号がアナロ
グ信号に変換される。
１４の出力との差分をとり、減算結果からさらに減算器
１３で搬送周波数成分を除くことにより、変調信号が復
調される。捷た、振幅位相変換器１１の出力は１標本化
周期後の演算のために、遅延器１４に記憶される。ここ
で上記の折り返しの周波数成分も同時に復調され、変調
信号の上に周波数 ｆ２−１１１−ｆｏｌ の成分が重畳された形であられれる。ｆ２は変調信号の
周波数が低い場合には、搬送周波数ｆａ によって変化
するが、この不用な周波数成分は振幅が小さくかつ低域
ｒ波器１５によって特定の周波数成分は減衰されるため
に、Ｄ ／ Ａ変換器１６の語長をＮビット以上に選べ
ば、復調信号の中からＮピット階調の変調信号がアナロ
グ信号に変換される。
以上のように本実施例によれば、比較的低い周波数のデ
ィジタル変調信号をＮビットの階調でＦＭ変復調するに
あたり、ＦＭ変調における位相振幅変換器の位相角入力
語長を積分器語長よりも１ビット減らしたＮ−１ビツト
としても、復調側でＮビットの階調を得ることができる
。
ィジタル変調信号をＮビットの階調でＦＭ変復調するに
あたり、ＦＭ変調における位相振幅変換器の位相角入力
語長を積分器語長よりも１ビット減らしたＮ−１ビツト
としても、復調側でＮビットの階調を得ることができる
。
なお、位相振幅変換器６では正弦値を出力するが、正弦
関数が周期関数であることから、一周期分の位相角に対
する正弦値をＲＯＭに記憶して、必要な時に読み出すよ
うにすればよい。また振幅位相変換器１１では、ＦＭ信
号とＦＭ信号を９０’シフトした信号とから正弦値を求
め、４分の１周期分の正接値に対する位相角をＲＯＭに
記憶し読み出したものと、上記２つの信号の符号及び振
幅の大小関係から一周期分の位相角の値を求めれば良い
。
関数が周期関数であることから、一周期分の位相角に対
する正弦値をＲＯＭに記憶して、必要な時に読み出すよ
うにすればよい。また振幅位相変換器１１では、ＦＭ信
号とＦＭ信号を９０’シフトした信号とから正弦値を求
め、４分の１周期分の正接値に対する位相角をＲＯＭに
記憶し読み出したものと、上記２つの信号の符号及び振
幅の大小関係から一周期分の位相角の値を求めれば良い
。
次に、本発明を用いて実際にＦＭ変復調を行っ、 ９ペ
ージ た例を以下に示す。ここで入力変調信号を直流とし、搬
送周波数を適当な語長で表わせば、正弦値発生装置の入
力信号の階調は搬送周波数の語長で決定できる。したが
って搬送周波数の語長をＮビットとし、積分器５の語長
をＮビット、位相振幅変換器６の位相角入力語長をＮ−
１ビツトとしてＦＭ変復調を行い、復調信号の階調を評
価した。
ージ た例を以下に示す。ここで入力変調信号を直流とし、搬
送周波数を適当な語長で表わせば、正弦値発生装置の入
力信号の階調は搬送周波数の語長で決定できる。したが
って搬送周波数の語長をＮビットとし、積分器５の語長
をＮビット、位相振幅変換器６の位相角入力語長をＮ−
１ビツトとしてＦＭ変復調を行い、復調信号の階調を評
価した。
ただし上記正弦値発生装置とは第１図における加算器３
．遅延器４から構成された積分器６と位相振幅変換器６
を含めた装置のことを指すものとする。
．遅延器４から構成された積分器６と位相振幅変換器６
を含めた装置のことを指すものとする。
第３図は、復調後にｐ波器を通した波形であり、直流信
号（変調信号）に上記の変調器の構成によって生じた周
波数成分が重畳された形になっている。第４図、第５図
は、変調信号の周波数を変えた場合の不用な周波数成分
の振幅つまり第３図におけるａの大きさを示した図であ
り、第４図はＨ＝５、第６図はｌ＝９の場合である。両
図において横軸は周波数で、１周期（０〜２π）をＮ−
１ビツトで量子化しており、縦軸は不用な周波数酸１ｏ
ベーＩ′ 分の振幅で、ｆｌＮ−＋がＮ−１ビツトの分解能、１ｌ
）ＩがＮビットの分解能である。第４図、第５図ともに
、変調信号に重畳された不用な周波数成分の振幅はＮビ
ットの分解能よりも小さくなっている。
号（変調信号）に上記の変調器の構成によって生じた周
波数成分が重畳された形になっている。第４図、第５図
は、変調信号の周波数を変えた場合の不用な周波数成分
の振幅つまり第３図におけるａの大きさを示した図であ
り、第４図はＨ＝５、第６図はｌ＝９の場合である。両
図において横軸は周波数で、１周期（０〜２π）をＮ−
１ビツトで量子化しており、縦軸は不用な周波数酸１ｏ
ベーＩ′ 分の振幅で、ｆｌＮ−＋がＮ−１ビツトの分解能、１ｌ
）ＩがＮビットの分解能である。第４図、第５図ともに
、変調信号に重畳された不用な周波数成分の振幅はＮビ
ットの分解能よりも小さくなっている。
つまり、Ｎビットの信号を正弦値発生装置に入力した場
合に、位相振幅変換器の位相入力語長がＮ−１ビツトで
あっても復調側においてＮビットの階調が得られること
が確認できる。
合に、位相振幅変換器の位相入力語長がＮ−１ビツトで
あっても復調側においてＮビットの階調が得られること
が確認できる。
なお、第４図、第５図ともに周波数によって振幅が違っ
ており、特に第４図においては低い周波数でＮビットの
階調が得られていないが、これは上記実験で使用した９
０移相器及び低域ｐ波器の周波数特性が原因していると
考えられる。９ｄ移相器ならびに低域ｐ波器の伝達関数
は以下の通りである。
ており、特に第４図においては低い周波数でＮビットの
階調が得られていないが、これは上記実験で使用した９
０移相器及び低域ｐ波器の周波数特性が原因していると
考えられる。９ｄ移相器ならびに低域ｐ波器の伝達関数
は以下の通りである。
９ｏ移相器
Ｈ（ｚ）＝（１／１２ｇ）（３（１−Ｚ ）＋ａ（Ｚ
２−ｚ”）＋２１（ｚ’−Ｚ”）＋７９（Ｚ ’低域ｐ
波器 １１７ 。
２−ｚ”）＋２１（ｚ’−Ｚ”）＋７９（Ｚ ’低域ｐ
波器 １１７ 。
Ｈ（ｚ）＝（１／２６６）（−２（１−Ｚ ）＋７（
Ｚ−Ｚ ）−２０（Ｚ −Ｚ ）−１−７９（Ｚ
−Ｚ ）＋１２８Ｚ ） 発明の詳細 な説明したように、本発明による周波数変調装置を用す
ることによって、位相振幅変換器の入力を従来よりも少
ない語長で構成できるため、位相振幅変換器の回路規模
が大幅に小さくなる。また位相振幅変換器は従来のま１
でも、変調信号の周波数が低い場合には、積分器の語長
を増やすだけで階調をあげることができる。つまり細か
い変化の部分に対しては効果がないが、比較的平らな部
分に対しては、積分器の語長を下位方向に１ビツトある
いはそれ以」二増やすという簡ｒｌｉな回路の付加によ
って階調をあげることができる。−また、位相振幅変換
器の入力語長を少なくできれば、それ以後の例えば位相
振幅変換器の出力、Ｄ／Ａ変換器などの語長も少なくで
きることが期待される。
Ｚ−Ｚ ）−２０（Ｚ −Ｚ ）−１−７９（Ｚ
−Ｚ ）＋１２８Ｚ ） 発明の詳細 な説明したように、本発明による周波数変調装置を用す
ることによって、位相振幅変換器の入力を従来よりも少
ない語長で構成できるため、位相振幅変換器の回路規模
が大幅に小さくなる。また位相振幅変換器は従来のま１
でも、変調信号の周波数が低い場合には、積分器の語長
を増やすだけで階調をあげることができる。つまり細か
い変化の部分に対しては効果がないが、比較的平らな部
分に対しては、積分器の語長を下位方向に１ビツトある
いはそれ以」二増やすという簡ｒｌｉな回路の付加によ
って階調をあげることができる。−また、位相振幅変換
器の入力語長を少なくできれば、それ以後の例えば位相
振幅変換器の出力、Ｄ／Ａ変換器などの語長も少なくで
きることが期待される。
第１図は本発明による周波数変調装置の一実施例のブＩ
Ｊ ツク図、第２図は周波数復調装置のブロック図、第
３図は本発明を用いて実際に変復調を行った場合の復調
波形図、第４図、第６図は、変調信号の周波数を変えた
場合の復調波形における不用な周波数成分の振幅をあら
れした波形図である。 ３・・・・・・加算器、４・・・・・・遅延器、５・・
・・・・積分器、６・・・・・・位相振幅変換器。
Ｊ ツク図、第２図は周波数復調装置のブロック図、第
３図は本発明を用いて実際に変復調を行った場合の復調
波形図、第４図、第６図は、変調信号の周波数を変えた
場合の復調波形における不用な周波数成分の振幅をあら
れした波形図である。 ３・・・・・・加算器、４・・・・・・遅延器、５・・
・・・・積分器、６・・・・・・位相振幅変換器。
Claims (1)
- 標本化周期Ｔで標本化されたディジタル変調信号に、定
数Ｃを加算する第１の加算器と、内部に第２の加算器と
遅延器とを有し前記第１の加算器の出力を入力として積
分を行う積分器と、前記積分器出力を入力として、正弦
値あるいは余弦値を出力する位相振幅変換器とを備え、
前記積分器の語長を前記位相振幅変換器の位相角の入力
語長よりも、下位方向に少なくとも１ビット長くしたこ
とを特徴とする周波数変調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60283537A JPS62142402A (ja) | 1985-12-17 | 1985-12-17 | 周波数変調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60283537A JPS62142402A (ja) | 1985-12-17 | 1985-12-17 | 周波数変調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62142402A true JPS62142402A (ja) | 1987-06-25 |
Family
ID=17666815
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60283537A Pending JPS62142402A (ja) | 1985-12-17 | 1985-12-17 | 周波数変調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62142402A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5682431A (en) * | 1993-12-07 | 1997-10-28 | Hitachi Denshi Kabushiki Kaisha | FM stereo broadcasting apparatus and method |
-
1985
- 1985-12-17 JP JP60283537A patent/JPS62142402A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5682431A (en) * | 1993-12-07 | 1997-10-28 | Hitachi Denshi Kabushiki Kaisha | FM stereo broadcasting apparatus and method |
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