JPS6215828B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電子時計に関し、特にその電気機械
変換機構としてのパルスモータの駆動方式に関す
る。本発明の目的は、かかるパルスモータの低消
費電力化にある。本発明の目的はまた、低消費電
力駆動時に起こりうる誤動作を検出し、或は予期
して瞬時に補正することにあり、秒針の動作等時
計の外観的動作において誤動作或いは補正等が感
知されない制御方式を提供することにある。

水晶振動子を時間標準振動子としたいわゆる水
晶腕時計が実用化されて以来、その高精度、高信
頼性から広く普及するに至つた。その間、この水
晶腕時計の技術革新はめざましく、その消費電力
についても当初20数μＷ必要としたものが現在で
は５μＷ程度で実現できるようになつてきた。し
かしながら現状の消費電力５μＷの内訳を見ると
水晶振動子の発振、分周等回路関係で1.5〜２μ
Ｗ、パルスモータで３〜3.5μＷと、かなりアン
バランスが目立つ、即ち電気機械変換機構の消費
電力が全体の消費電力の６〜７割もしめているわ
けで今後さらに低電力化を図つていくためにはこ
のパルスモータの低電力化が効果的でありそうで
ある。しかし現状のパルスモータの変換効率はか
なり高くこれ以上の効率アツプはかなり困難であ
る。ただ従来のパルスモータは、カレンダー機構
の如き耐付加機構、温度、磁気等の耐環境、振動
衝撃等の耐外乱等の要求から最悪状態でも充分に
作動する様に設計されてきた。そのため一定の駆
動条件で一定負荷に耐える性能がモータに要求さ
れていたのであるが、実際に時計体がこの様な負
荷状態にあるのは一日の内でも４〜５時間程度で
他の20時間はほとんど無負荷状態にある。即ち時
計体が常に無負荷状態にあれば、モーター機構は
それ程大きな負荷に耐える様な設計をする必要が
なく、その場合には消費電力もかなり低減できる
のであるが、時計は短時間ではあるが厳しい環境
になるので、これを保証するために大電力を供給
して大出力を得るパルスモータを用いる必要があ
つた。

本発明は、パルスモータの駆動方式を負荷が小
さいときには少ない電力で駆動し、負荷が大きい
ときは大電力で駆動することにより上述の不合理
性を改め、パルスモータで消費する電力を大巾に
低減するものである。しかもこの様な駆動方式を
機械的接点などを含まず信頼性のある全電子的な
手段で構成するとともにモーターの種類、量産に
よるバラツキ等にも対処できる安定な駆動を実現
したものである。

以下、本発明につき説明する。

第１図は、電子腕時計用パルスモータの一例で
あり、図においては１は２極に着磁された永久磁
石製のローターで、このローター１をはさんでス
テータ２，３が対向して配置されているが、これ
らのステータ２，３はそれぞれコイル４を巻いた
継鉄５に接続して１組のステータを構成してい
る。ステータ２，３は、ローター１が一定方向に
回転できる様にローター１の中心に対しステータ
２，３の円弧部２ａ，３ａを偏心させ、ローター
１の静止時の磁極（ＮおよびＳ）位置をステータ
２，３の一方にずらしている。この種のパルスモ
ータは従来から実用化されており第２図に示す様
な回路ブロツクで駆動されていた。１０は水晶振
動子であり、発振回路１１により駆動され、その
周波数は分周器１２により分周され、波形整形器
１３で適当な時間間隔で適当な時間幅の180゜位
相の異なる２つのパルスが成形される。

その一例として、2″毎7.8msecのパルスを考え
以下これについて説明していく。このパルスを
CMOSインバーターで構成されるドライバー１
４，１５に入力し、その出力をコイル４の端子４
ａ，４ｂに供給する。第３図はこのドライバー部
の詳細図であり、一方のインバーター１４の入力
端子１６に１８なる信号を印加すると矢印１９で
示す様に電流が流れ、逆に他方のインバータ１５
の入力端子１７に同様の信号を印加すると矢印１
９と対称的なルートに電流が流れる。即ち両イン
バーターの入力端子１６，１７に交互に信号を印
加することによりコイル４に流れる電流を交互に
反転させることができ、具体的には１秒毎に交互
に反転する7.8msecの電流コイル４に流すことが
できる。このような駆動回路により第１図のステ
ツプモータのステータ２，３にはＮ極、Ｓ極が交
互に発生し、ローター１の磁極と反撥、吸引によ
りローター１を180゜ずつ回転させることができ
る。そしてこのローター１の回転は中間車６を介
して４番車７に伝達され、さらに３番車８，２番
車９、さらには図示しないが筒カナ、筒車、カレ
ンダー機構に伝達され、時針、分針、秒針、カレ
ンダー等からなる指示機構を作動させる。

第１図のパルスモータは、原理的には以上の説
明の如く作動し、これを電子腕時計用の変換機構
として用いたきた。

第３図のドライブ回路において、端子１７にハ
イレベル信号を端子１６に信号１８を印加して矢
印１９の如く電流を流したときMOSトランジス
タ１５にはチヤンネルインピーダンスによつて駆
動電流に基く電圧降下が生じ端子４ｂでこの電流
に相当する信号波形を検出することができる。そ
の電流波形は、例えば第４図の如くになる。第４
図で区間Ａは駆動区間でこの場合7.8msec、この
区間Ａで流れる電流がモーター駆動で消費される
電流である。この区間Ａでの電流波形が図の如く
複雑な形状を示すのは、駆動回路によつて印加さ
れた電圧にもとづいて生ずる電流の他に駆動され
たローターの回転によつてコイルに、誘起電流が
重畳されるためである。区間Ｂは、駆動パルス印
加後の区間で、ローターは慣性による回転と安定
位置に停止する迄の振動を行う、このときこの区
間は第３図の駆動用インバータ１４，１５のＰチ
ヤンネルMOSトランジスタがONになつているた
めコイル４とこのトランジスタとのループで前記
ローターの動きに応じたコイル４への誘起電流が
流れる。第４図の区間Ｂの波形が脈動しているの
はこのためである。従つてこの駆動電流波形、及
び駆動後の誘起電流波形の形状とローターの回転
位置とはほぼ対応をつけることができる。

さて、第４図の波形２０と波形２０′は、一連
の波形であり、これはローターへの負荷が非常に
少ない場合である。波形２２と波形２２′も一連
の波形であつて、この場合ローターへの負荷が大
きくローターの作動限界に近い状態であり、波形
２１、波形２１′は許容最大負荷の約1/2の負荷を
かけた場合である。この様に負荷を変化させたと
きの電流波形をよく観察すると、負荷が大きくな
るに従つて波形が右へ延びていくことがわかる。
これは負荷の増大に従つてローターの回転が遅く
なるためであり、安定位置に停止するまでのロー
ター振動周波数が低く、且つ振幅が小さくなる事
を実験的に確めている。この現象を逆に考える
と、ローターへの負荷が常に、無負荷状態にある
ならば、駆動パルス幅は7.8msecよりもつと短い
パルス幅で駆動できると理解される。事実パルス
幅を短くしても、モーターは作動し、出力トルク
は減少する。この状況を第５図に示す。第５図
は、駆動パルス幅を変化させたときの出力トルク
特性Ｔと消費電力特性Ｉを表わしたものである。
前述の駆動パルス幅7.8msecは、この図でP₂に相
当する。即ちパルス幅P₂で出力トルクはT₂であ
り、消費電力はI₂である。この出力トルクT₂は前
述の様に時計体の遭遇する負荷に充分耐えられる
様に設定される。ところがローターにかかる負荷
が小さいか無視できる程度であればもつと出力ト
ルクは小さくてよく、駆動パルス幅も短くでき、
従つて消費電力も少なくできる。例えば、P₁のパ
ルス幅で駆動すれば、出力トルクT₁で消費電力
もI₁で済む、本発明はこの点に着目し、ローター
にかかる負荷を検出することにより、無負荷時も
しくは負荷が小さいときは狭いパルス幅で駆動
し、大きい負荷がかかつたときには広いパルス幅
で駆動しようとするもので合理的で低電力化を図
るものである。前にも述べたように無負荷状態に
ある方が圧倒的に多いので低電力化の効果は非常
に大きい。例えば、第５図の如く無負荷時（20時
間）はP₁のパルス幅で負荷時（４時間）はP₂のパ
ルス幅で駆動し、I₁／I₂＝1/2であるとすると、平
均消費電力は Ｉ＝Ｉ_１×２０＋Ｉ_２×４／２４＝１４／２４I₂≒0.
58I₂ となり、常時P₂のパルス幅で駆動した従来の方式
に比し、60％以下の電力で済み大幅な低電力化が
はかれる。

ところで今、上で「負荷を検出して‥‥」と簡
単に述べたが、この負荷の検出方法が本発明の大
きなポイントであることはいうまでもない。次に
この負荷の検出方法について述べる。第４図のコ
イルに流れる電流波形を見ると、負荷の増大とと
もに、この電流波形が変化することがわかる。即
ち駆動区間Ａでは極大、極小になる位置が負荷の
増大とともに右へシフトしている。この点に着目
して負荷の大きさを知ることができるが、この波
形の変化量は極めて少なく量産のバラツキを吸収
するこそがむづかしく、又、極めて微妙な制御を
しなければならない。

そこで本発明は、駆動パルス印加後の区間Ｂに
着目した。この区間Ｂにおいても負荷の増大につ
れて、例えば最初に極小値をとる点は右へシフト
している。しかも区間Ａの波形の変化量に比し、
数倍の変化量が得られる。従つて、この区間Ｂに
おける誘起電流波形によつて負荷の大小を検出す
ることは、上述の区間Ａに比し容易で、信頼性も
高くなる。この現象は、駆動パルス幅を短くした
ときも同様で、第６図にその状況を示す、この第
６図に示した駆動は第４図に比し、駆動パルス幅
が狭いため小さな負荷に耐えるのみであるが無負
荷時の駆動電流波形２３、同じく駆動後の誘起電
流波形２３′と作動限界負荷時の駆動電流波形２
４同じく駆動後の誘起電流波形２４′との関係
は、第４図と同様である。負荷の検出は上述の方
法で行うが、本発明の構成は通常モーターへは無
負荷時を想定した狭い駆動パルスで駆動し、常に
駆動後の誘起電流波形で負荷の大きさを検出し、
負荷が小さいときは、始めの狭い駆動パルス幅で
の駆動を継続する。負荷が増加してきて、狭い駆
動パルス幅での駆動の限界に近づいてきた場合、
次の駆動から一定時間広い駆動パルス幅で駆動
し、その後、当初の狭い駆動パルス幅での駆動に
もどす。本発明は概略この様な構成であるが第７
図のブロツク図によりさらに詳説する。

第７図は、本発明の構成を示すブロツク図であ
り、２５は時間標準振動子、２６は発振回路、分
周回路等を含む回路、２７はパルスモーター駆動
回路、２８はパルスモーターでここまでの構成は
従来の電子腕時計と同じである。２９は負荷検出
回路で第４図、第６図で説明した様に駆動パルス
印加後の誘起電流波形により負荷を検出する、３
０は制御回路で負荷検出回路２９で検出した負荷
の状態に応じてパルスモーター２８の駆動を制御
する回路で、通常無負荷時は狭い駆動パルスを負
荷時には広い駆動パルスを供給するように制御す
る。この制御方式を第８図につき説明する。第８
図は駆動パルスの状態を示したもので、先のパル
スモーターの項で述べたように供給されるこの状
態をパルス３１，３２の様に示した。パルス３
１，３２は無負荷状態の狭いパルス幅である。パ
ルス３１，３２を印加後、第７図の検出回路が負
荷状態を検出するが、無負荷又は小さな負荷状態
である。即ちパルス３１後の負荷検出は無負荷と
判定したので、次のパルス３２は狭いパルス幅と
なり、パルス３２後の負荷検出も無負荷と判定し
たので次のパルス３３も狭いパルス幅となる。そ
してパルス３３後の負荷検出では、有負荷状態と
判定した。この場合パルス３３後、数10msec後
に、広いパルス幅の第２の駆動パルス３４がパル
ス３３と同じ極性（即ち同じ電流方向）で印加さ
れる。その後の一定パルス数については広いパル
ス幅のパルス３５，３６が印加され、その後再び
始めの狭いパルス幅のパルス３７，３８‥‥が印
加される。パルス３３とパルス３４の関係を説明
すると、パルス３３の駆動で負荷が大きいことを
検出すると数10msec後に広にパルス幅のパルス
３４が印加される。これはパルス３３後の負荷検
出で負荷が大きいと判定するが、このときロータ
ーが作動したかどうかの判定はむずかしい、とい
うのは第６図の誘起電流波形は負荷の増加ととも
に右へシフトするとともに減衰する。そしてロー
ターが作動しなかつたときは、誘起電流が出ない
のであるが負荷が限界に近いときローターがやつ
と作動する状態との区別がつきにくい。負荷が
徐々に増加する場合は、負荷が大きいと判定して
もそのときのパルス３３ではローターは作動して
いるし、負荷が急激で狭いパルス幅では駆動でき
ない大きさになるとパルス３３ではローターは作
動しない。この両者を判別するのは困難である。
そこでパルス印加後の負荷の検出は多少余裕をも
つように設定するのが簡単である。本構成では、
パルス３４を印加する。パルス３３でローターが
作動したときは、パルス３４はパルス３３と同方
向のパルスであるため、このパルス３４は逆相の
パルスになり、ローターは回転しない。又、パル
ス３３でローターが作動しなかつたときはパルス
３４で駆動される、このとき数10msec遅れてロ
ーターが駆動されることになるが、これが秒針の
作動として目に判別されることはなく、これを原
因とした見苦しさを心配する必要は全くない。次
に負荷の検出後、広いパルス幅のパルス３５，３
６を一定パルス数継続させる構成にした理由は、
ローターにかかる負荷として最も大きいのは、カ
レンダー機構であつて、これは３〜４時間継続す
るので、直ちに狭いパルス幅に戻すとまた負荷状
態と判断し、これを繰り返すと作動毎に２つのパ
ルスを供給することになり、消費電力が増大し、
低電力化の意義がなくなる。又、ローターにかか
る負荷はカレンダー機構だけでなく、磁場、低
温、外乱等の単発的な負荷もある。この様な場合
には、広いパルス幅の継続パルス数はなるべく少
ない方が望ましい。この様な現象を考慮して、継
続パルス数は数10秒〜数10分に設定することが望
ましい。以上が、本発明の構成であるが、次に本
発明の具体的実施例につき説明する。第９図は、
本発明になる時計の負荷検出回路及び駆動パルス
制御回路の一例である。第９図中２５は発振回
路、２６は分周回路であり、２８はモーター、２
７は駆動回路、２９はモーター負荷検出回路、３
０は制御回路であつて各々第７図のブロツクと対
応している。以下、回路素子について順次説明し
ていく。３９のNAND GATE出力は無負荷状態
のモーターを駆動する際の狭いパルスを作る為の
クロツクであり、例えば１秒信号の立下りに対し
て5msec遅れたクロツクパルスを発生する。この
時デイレイフリツプフロツプ４２は、入力の１秒
信号を5msec遅らせて出力する事になり、ゲート
４６の出力に5msec幅の狭パルスが発生する。フ
リツプフロツプ４４は128HZをクロツク入力とす
るデイレイフリツプフロツプで４４の出力は入力
１秒信号に対し7.8msec遅れる。従つて、ゲート
４７の出力に7.8msec幅のパルスが得られ、これ
を有負荷時の駆動用広パルスとする。ゲート４０
は、駆動パルス印加直後にローター動作によつて
生ずる電流波形の極小部分が現われるまでの時間
に対し、無負荷状態と有負荷状態を判別するパル
スを発生する為のクロツクであり、４２，４４と
同様の動作によつて４３と４８の出力に判定規準
パルスを得る。

第１０図５８は、ゲート４６の出力狭パルスに
相当し、５９はゲート４８出力の判定規準パルス
に相当する。ゲート４１は、補正パルスを形成す
るためのゲートであつて、パルス幅は7.8msecの
広パルス、発生位置は、ゲート４６或は４７のパ
ルスに対して、例えば30msec遅れる。第１０図
６６にその例を示す。ゲート４１の入力端子５７
は、後述する補正信号であつて、該補正信号が
HIGHになつた場合のみ４１の出力に補正パルス
を発生し後段に供給する。ゲート３９，４０，４
１の入力信号は、前記パルスを得る為の信号で、
カウンタ２６の出力を適当に組み合せる。ゲート
８９，４９は、上記パルスを駆動用インバータ１
４，１５に対して分離、１秒おきに交互に出力さ
せる回路である。ゲート５０は、カウンタ５２が
零の状態において補正パルスが４１の出力端子に
発せられた場合に、カウンタ５２にカウント入力
を一発送り込むものである。５２がカウントを始
めると、以後カウンタ５２の出力がすべて零に戻
るまでゲート５０はOFF状態となる。ゲート５
０の出力によつて５２が、カウント状態に入ると
５１のゲートが開き以後５２の出力がすべて零に
なるまで２秒信号をカウント信号として５２に送
り続ける。カウンタ５２は、前述した如く、数10
秒〜数10分の間で適当に設定されており、モータ
ーが有負荷状態にある事を検出してから、上記時
間幅だけ広パルス駆動信号を出力し続ける為のタ
イマーとなる。４７は、カウンタ５２の出力を、
ゲート入力としており、５２がカウント状態にあ
る間、広パルスを後段に出力するものである。第
９図ブロツク２９は、駆動パルス印加後のモータ
ーの動作状態よりモーター負荷を検出する回路の
一例である。５３，５４は、トランスミツシヨン
ゲートであつて、駆動用インバータ１４，１５の
出力を動信号に応じて交互に選択する。

５３，５４の出力は結合されてコンデンサを介
し、微分増幅器５５に入力される。５３，５４の
出力信号の内、無負荷状態の波形と有負荷状態の
波形をそれぞれ第１０図６０，６１に示す。微分
回路は、この場合ピーク検出器として動作し、微
分回路出力を更に２個のインバータを通して得た
信号は各ピークで反転する矩形波となり、６０に
対しては６２，６１に対しては６４の信号が得ら
れる。

インバータの出力はCR時定数回路により遅延
されてナンドゲート５６の１方の入力となり、ま
た２個のインバータの中間の出力をナンドゲート
５６の他方の入力とすることにより、第１０図の
信号６３と６５を得る。信号６３は出力波形６０
に対応し、信号５６は出力波形６１に対応してい
る。出力波形６０，６１と信号６３，６５を比較
すると信号６２，６３のパルスが出力波形の所定
のピーク位置を示していることは明確である。負
荷状態の検出はこの信号６３，６５のパルス位置
が前述の判定基準パルス５９の内側にあるか外側
にあるかで判断され、前者の場合を無負荷状態と
判定し、後者を有負荷状態と判定する。従つて信
号６３は無負荷状態を示し、信号６５は有負荷状
態を示すことになる。尚ナンドゲートの出力信号
６３と６５は負方向にパルスが出る。

次に補正パルスの発生手段について述べる。ゲ
ート１０４はゲート５６の出力となる負荷検出信
号と、ゲート４８の出力となる判定基準パルス信
号５９、及びデイレイフリツプフロツプ４４の出
力となる１秒信号を７、8m_sec遅延させた信号と
を入力としている。尚デイレイフリツプフロツプ
４４の出力信号はゲート１０４において検出可能
期間を決定するマスク信号として働く。以上の構
成により無負荷のときの検出信号（第１０図６
３）はゲート１０４を通過するが、有無荷のとき
の検出信号６５は禁止される。ライン５７はゲー
ト１０７と１０８により形成されるフリツプフロ
ツプの出力であり、ゲート１０６および１０５に
よりセツト入力が形成される。ゲート１０６に入
力される１秒信号はフリツプフロツプの所期セツ
ト状態を決定するものであり、負荷検出状態のと
き出力５７を必ずＨに設定しておく。この状態で
無負荷状態を検出した信号がゲート１０４を通過
するとゲート１０５，１０６を通つてフリツプフ
ロツプをリセツトして出力５７をＬ状態にする。
しかし重負荷のときにはリセツト信号が入らない
ので出力５７はＨにセツトされたままとなる。出
力５７がＨのままでいると補正パルスを発生する
ゲート４１が補正パルスを発生する状態となるた
め駆動回路用のゲート８９もしくは４９を通つて
コイルに補正パルスが供給される。尚ゲート１０
５の他方の入力はカウンタ５２が作動開始すると
同時に検出信号の通過を禁止する信号が入力され
ている。尚、補正パルスはゲート４１により通常
の駆動パルスより大きなパルス幅に設定されると
ともに、重負荷状態が検出された駆動パルスと同
極性のパルスが供給れる。即ちNANDゲート９０
と９１およびNANDゲート９２と９３にはゲート
信号として２秒信号が印加され、特にNANDゲー
ト９０，９１はインバータ９４を介しているため
にNANDゲート９２，９３とは逆極性の２秒信号
が印加されている。

これにより、ORゲート９５を通過した通常の
駆動パルスはNANDゲート９０とNANDゲート９
２を１秒毎に交互に通過して駆動回路に供給され
る。また、駆動パルス印加後にコイルに発生する
誘起電流から重負荷状態が検出されると前述の如
く補正パルス６６が駆動パルスから数10msec遅
れて出力される。

補正パルスはNANDゲート９１および９３に入
力されるが、NANDゲート９１と９３は各々ゲー
ト９０と９２のゲート信号を共用しているため
に、補正パルスは駆動パルスと同極性のパルスと
し駆動回路に供給される。この結果、波形６１の
場合に対しては、補正パルス６６が引き続いて印
加され、６６によつてローターの回転は完結す
る。但し、前述した如く６６が印加される以前に
ローターの回転が完結している場合も含まれる。
補正パルス６６は、また、ゲート５０を介してカ
ウンタ５２に入力され、５１のゲートをON状態
にして５２をカウント状態にする。以後、一定時
間ゲート４７をON状態に保ち広パルス駆動信号
を供給し続ける。広パルスが供給されている間、
インバータ１１２の出力がゲート１０５に入力さ
れるので５７はLOW状態にあり、補正パルスは
出力されない。これは、広パルス駆動時では、モ
ーターは充分な出力トルクがあるものと考えられ
るからである。又補正パルスに対する検出動作の
禁止はゲート１０４に判定基準パルス信号５９
（第１０図）を入力することにより行なつてい
る。即ち判定基準パルス５が立下がつて後はゲー
ト１０４はすべての検出信号の通過を禁止する禁
止回路となつている。従つて上述した実効値のよ
り大きな7.8m_secパルス幅の駆動パルスを補正用
の補正パルスのいずれに対しても負荷検出を禁止
しており、無駄な消費電力を減じることができ
る。

以上の如く本実施例においては、通常の軽負荷
状態における駆動パルスの発生回路は第９図中９
９の枠で囲まれており、5msecパルス幅の駆動パ
ルスの発生回路は枠１１０で囲まれておりデイレ
イフリツプフロツプ４２とゲート３９およびゲー
ト４６、インバータ９６で形成され、また７、
8msecパルス幅の駆動パルスに対しては、128Hz
のクロツク信号を有するデイレイフリツプフロツ
プ４４とゲート４７およびインバータ９６で形成
される。また負荷検出回路として第９図で示され
る負荷検出回路２９が用いられ、補正パルス発生
回路は、第９図中９８の枠で囲まれており、フリ
ツプフロツプの出力５７を入力とするゲート４１
と、ゲート４１の出力を駆動パルスと同極性の補
正パルスとして駆動回路に供給するゲート９１，
９３とにより形成される。

ピーク検出回路としては、５５の微分増幅回路
の他に、様々な方式が考えられる。第１８図は、
遅延回路を用いたピーク検出回路のブロツク図で
図中５３，５４はトランスミツシヨンゲート、８
０は第９図５５に代る一般的な増幅器、８１は遅
延回路、８２は８０および８１の出力を入力する
比較器である。増幅器８０の一例を第１３図又は
第１４図に示す。前述したモーター駆動検出波形
２３，２４等は実質的に電源レベル付近に発生す
る数mV〜数10mV程度の信号である為、抵抗６
６，６７で分圧し、増幅器の入力動作レベルに変
換してやる。端子６８には、第１６図７６の波形
が現われる。第１４図は、第１３図を改良した回
路であつて、抵抗６７の代りにMOSトランジス
タを挿入し、増幅器入力レベルが動作レベルにな
る様にトランジスタ６９のチヤンネルインピーダ
ンスを制御してやる帰環回路をもつ、ブロツク７
０は出力レベルを検出する回路である。第１５図
は遅延回路８１の簡単な実施例であつて、７１，
７３はトランスミツシヨンゲート、７２，７４は
負荷コンデンサである。この場合、端子６８の入
力信号７６は出力端子において７７の如く遅延す
る。第１７図は、この波形を模型的に表わしたも
ので入力信号７６はトランスミツシヨンゲート７
１によつて、コンデンサ７２に伝えられ７２の端
子電圧波形は７９となる。更に、トランスミツシ
ヨンゲート７３によつて出力端子７５には、波形
７７が表われる。比較器８２は波形７６と７７が
入力される時、７８に示す矩形信号を出力する。

遅延回路としては第１５図が適しているが、他
に入力信号周波数が比較的低いため、バケツリレ
ー型データ転送素子等も適する。

本発明における負荷検出方式に時計体に加わる
磁界或は衝激等に対しても有効な動作をすること
が確められている。第１９図は直流磁界をパルス
モーターのコイル方向に加えた場合の検出電流波
形である。８３は外部磁界がモーター内コアに誘
起する磁場と駆動用磁場の方向が相反する場合で
あり、８４は両磁場が同方向にある場合である。
８３，８４において、波形８５，８６は外部磁場
が零にあり、ほぼ同一波形とみなせる。８７，８
８は外部磁界が40Gaussの時の波形である。波形
より８３の方向の動作は外部磁界が強くなる程動
作しにくくなり、負荷が大きくなつた場合の動作
と同一特性を示す。従つて本発明になる時計回路
にあつては外部磁界の影響に対しても有効な動作
を示し、実験的に外部磁界に対する強度が従来の
時計と何ら変らない事が確認されている。第１９
図８７の場合、波形の極小位置が判定基準パルス
以後に現われるため、８７′で示す補正信号が加
わつている。耐衝激性についても以上の説明から
本発明が有効な効果をもつものであることは極め
て容易に類推されよう。

以上本発明の実施例につき詳説したが、本発明
はここで述べた実施例に限定されるものではなく
種々の改良、変更、応用が可能である。例えばパ
ルスモーターはここで述べたパルスモーターに限
定されるものではない。モーター以外の変換機構
でもよいし、パルスモーターの内第１１図に示す
パルスモーターであつても全く同じ構成で実現で
きる。第１１図のパルスモーターは、ローター１
００が永久磁石で作られ、ステーター１０１は第
１図と違つてギヤツプのない一体型であるととも
にローターの静的位置を定めるためのノツチ１０
２，１０３が形成されている。１０４は駆動コイ
ルである。この様なパルスモーターは、ステータ
ー１０１が接続しているため、駆動後の誘起電流
は第１２図に示すように、第４図、第６図に比し
若干異なる。しかし、無負荷時の波形１０５，１
０５′、負荷時の波形１０６，１０６′の関係は基
本的には同様であり、同じ方式で実現できること
が理解されよう。

以上の如く本発明によれば、パルスモーターの
コイルに発生する誘起電流によりローター負荷状
態を検出するとともに、負荷検出回路により重負
荷状態が検出されたとき駆動パルスより実効値の
大きな補正パルスをひきつづいて出力する構成を
有するとともに、補正パルスに対しては負荷検出
を禁止する手段を設けてあるので、誤動作を防止
し、且つ無駄な消費電力を減じたものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る電子腕時計のパルスモー
ターの例を示す図。第２図、第３図は従来の回路
構成を示す図で第４図は従来の時計におけるパル
スモーター駆動コイルの電流波形を示す図。第５
図はパルスモーターの駆動パルス幅に対する出力
トルクと消費電力の関係図である。第６図は従来
の駆動パルスよりも狭いパルス幅で、モーターを
駆動した場合のコイル電流波形図である。第７図
は本発明になる時計の回路ブロツクを表わす図。
第８図は本発明になる回路によるモーター駆動パ
ルスのタイムチヤート例である。第９図は第８図
のブロツク回路の一具体例を示す図。第１０図は
第９図における負荷検出部のタイムチヤート例で
ある。第１１図は本発明に係る電子腕時計のパル
スモーターの例を示す図。第１２図は第１１図の
パルスモーターにおける狭パルス駆動時のコイル
電流波形図である。第１３図〜第１８図は第９図
における負荷検出部の別の例を示す図である。第
１９図は本発明になる電子腕時計に直流磁界を印
加した場合のコイル電流波形の変化を示す図。 ２５…発振回路、２６…分周回路、２７…駆動
回路、２８…モーター、２９…負荷検出回路、３
０…制御回路、３１〜３３…狭パルス駆動信号、
３４…補正信号、３５…広パルス駆動信号、５９
…負荷判定基準パルス、６０…無負荷時検出信
号、６１…有負荷時検出信号、９８…補正パルス
発生回路、９９…駆動パルス発生回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 発振回路２５、前記発振回路の出力信号を分
   周する分周回路２６、前記分周回路の出力信号に
   もとずいて駆動パルスを出力する駆動回路２７、
   前記駆動回路により駆動されるパルスモーター２
   ８とを有する電子時計において、駆動パルス印加
   後前記パルスモーターのコイルに発生する誘起電
   流を検出する負荷検出回路２９と、前記分周回路
   と前記駆動回路の間に接続され前記負荷検出回路
   の出力信号により制御される制御回路３０とを有
   し、前記制御回路は前記分周回路の出力信号にも
   とずいて前記駆動パルスを発生させる回路９９
   と、前記負荷検出回路の重負荷検出信号と前記分
   周回路の出力信号にもとづいて前記駆動パルスよ
   り実効値の大きな補正パルスを前記駆動パルスに
   ひきつづいて出力させる回路９８を備え、且つ前
   記検出回路は前記分周回路の出力信号にもとづい
   て前記補正パルスに対する負荷検出動作を禁止す
   る禁止回路１０４を備えたことを特徴とする電子
   時計。