JPS6218980A - 待機式無停電電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明は例えば小形コンピュータの電源として用いら
れ、商用電源が正常な場合は商用電源電力を負荷に直送
し、商用電源の停電時に蓄電池の直流出力をインバータ
で交流に変換して負荷へ供給する待機式無停電電源装置
に関する。

「従来の技術」 一般に小形無停電電源装置としては構成の簡単なことか
ら第１２図に示す浮動充電方式が多く用いられてきた。

商用′電源１１からの交流電力を入力端子１２よシ充電
器１３へ供給して直流電力とし、その直流電力を蓄電池
１４へ供給して充電すると共にインバータ１５へも供給
し、インバータ１５で交流電力に変換し、その交流電力
を出力端子１６を通じて負荷１７へ供給していた。しか
しながらこの従来の装置は商用電力を受電中は、充電器
１３はインバータ１５への入力電力と蓄電池１４への充
電電力とを合計した電力を供給せねばならず、充電器１
３を小形化することが難しい、また商用電力を受電時に
出力端子１６へ出力される出力電力は充電器１３とイン
バータ１５の二つの変換器全通して供給されるために、
これら二つの変換器における電力損失が多く、それだけ
入力電力が大きくなる問題があった。

この対策として省エネルギーと小形化をねらった高速切
換回路を持った待機方式無停電電源装置が採用されるよ
うになってきた。この待機方式の装ｆは、小形コンピュ
ータを初めとするほとんどの商用機器が１０ｍ！＋以下
の電源瞬断ては例の影響もなく運転続行可能な点に着眼
したものである。すなわち第１３図に示すように商用電
力を受電中は入力端子１２からの交流電力を高速切換可
能な交流スイッチ１８を通じて出力端子工６へ直接送る
とともに、入力端子１２の交流電力を充電器１３を通じ
て蓄電池１４に充電し、インバータ１５は商用電力に同
期して無負荷運転を行う。商用電源電力の瞬断、又は電
圧低下に対しては交流スイッチ１８をオフとして１／４
サイクル（５ｍｓ　）程度でインバータ１５の電力を出
力端子１６に切換え供給して負荷の運転続行を可能とし
ている。この待機方式では充電器１３はインバータ１５
の無負荷電力と蓄電池１４への充電分のみを供給すれば
よく、充電器１３の電力容量が浮動充電方式の場合の約
１１５程度ですみ、小形化と省エネルギーとの効果が太
きかつ北。

「発明が解決しようとする問題点」 負荷によってはその供給電力に歪みが発生し、つまシ高
調波が発生し、この高調波が商用電力の電力線へ流出し
、この電力線を共用している機器がその高調波により悪
影響を受けることがある。

このため従来において、そのような高調波を除去するた
めにフィルタを特に設けていた。発生する高調波の次数
が異なるとこれに応じて特性の異なるフィルタを用いる
必要があった。この発明の目的は商用電力受電時に無負
荷待機し、常時はほとんど休止に近い状態のインバータ
を有効利用し、蓄電池に対する充電と、高調波の除去を
行うことができる待機式無停電電源装置を提供すること
にある。

「問題点を解決するための手段」 この発明によれば高調波検出手段が設けられ、この高調
波検出手段により負荷に流れる電流に含まれる高調波成
分が検出される。商用電力受電中においては上記検出し
た高調波成分は、インバータ出、力の変動を抑圧する変
動検出出力の代シにインバータの制御部へ供給され、高
調波成分が抑圧される。また商用電力受電中はインバー
タを充電器として動作させて、商用電力がそのインバー
タを通じて蓄電池に充電される。このようにして商用電
力受電中においてインバータは負荷電流の高調波成分の
除去及び蓄電池に対する充電に有効に利用される。

「実施例」 基本構成 第１図にこの発明による待機式無停電電源装置の実施例
を示す。商用電源１１が接続される入力端子１２は高速
交流スイッチ１８を通じて出力端子１６に接続される。

蓄電池１４はインバータ１５を通じて出力端子１６に接
続される。入力端子１２に停電検出回路１９が接続され
、停電検出回路１９が商用電源１１の停電を検出すると
その出力により交流スイッチ１８をオフにする。この状
態では蓄電池１４の直流電力はインバータ１５で交流電
力に変換されて出力端子１６へ供給される。このインバ
ータ１５が交流電力への変換動作中は従来においても行
われていたが、インバータ１５の出力電圧ｖ１ｎ及び出
力電流”Ｉｎの変動を、インパーメ変動検出部２１で検
出し、その検出出力によりインパータ１５の制御部２２
を制御してインバータ出力電圧ｖ１ｎ、過負荷時の出力
電流■ｉｎを抑圧するようにされる。

この発明においては出力端子１６を流れる電流、つまシ
負荷１７の電流Ｉｔ中の高調波成分が高調波検出回路２
３で検出される。商用電力を受電中においては高調波検
出回路２３の検出高調波成分によりインバータの制御部
２２が制御される。またインバータ１５は蓄電池１４に
対する充電器としても用いられる。このため第１図では
蓄電池１４の電池電圧ｖｂ、電池電流Ｉｂの変動が電池
変動検出部２４で検出され、この電池変動成分と高調波
検出回路２３の検出高調波成分とが合成回路２５で合成
される。この合成出力と、インバータ変動検出部２１の
インバータ変動成分とが切替回路２６で切替えられてイ
ンバータ制御部２２へ供給される。切替回路２６は停電
検出回路１９で制御され、停電中にはインバータ変動成
分を制御部２２へ供給し、商用電力受電中には合成回路
２５の出力をインバータ制御部２２へ供給する。

具体的構成 次にこの発明装置の具体例を説明する。第２図はインバ
ータ１５のスイッチング回路３１と蓄電池１４と交流ス
イッチ１８との接続例を示す。入力端子１２　ａ　ｐ　
１２　ｂの一方１２ｍは半導体スイッチ素子の交流スイ
ッチ１８を通して出力端子１６ａ。

１６ｂの一方１６ｍに接続され、他方の入力端子１２ｂ
及び出力端子１６ｂは互に直接接続される。

インバータ１５のスイッチング回路３１はトランジスタ
ブリッジとして構成された場合であシ、トランジスタＱ
Ｉ　Ｑｘの直列回路とトランジスタＱ３　Ｑ４の直列回
路とが並列に接続され、トランジスタＱＩ　Ｑ！の接続
点と、トランジスタＱ　ｓ　Ｑ４の接続点とは波形修正
用低域戸波器３２を通じて出力端子１６ｍ、１６ｂにそ
れぞれ接続される。ｐ波器３２はコイル３２１とコンデ
ンサ３２ｅとよシなる。トランジスタＱｌ−Ｑ４にはそ
れぞれこれらと逆極性でダイオードＤＩ”’Ｄ４が並列
に接続されている。トランジスタＱＩ　Ｑ２の直列回路
と並列にコンデンサ３３が接続され、また直流スイッチ
３４．３５の並列回路を通じて蓄電池１４が並列に接続
される。

入力端子間１２ａ、１２ｂに入力交流電圧Ｖ０を検出す
るトランス３６が接続され、交流スイッチ１８及び出力
端子１６ａ間の負荷（出力）電流通路に負荷電流Ｉｔを
検出する電流トランス３７が結合され、またｐ波器３２
の出力側にインバータ出力電圧ｖ１ｎを検出するトラン
ス３８が接続され、ｐ波器３２と出力端子１６ｂとの接
続線にインバータ電光重ｉｎを検出する電流トランス３
９が結合されている。更に蓄電池１４の一端とコンデン
サ３３の一端との間に直列に電池電流Ｉｔを検出する電
流検出回路４１が挿入される。これら検出電圧Ｖ、。

ｖｉｎ、検出電流Ｉｚｙ１１ｎ＋Ｉｂ、更に蓄電池１４
の電圧ｖｂは制御装置４２へ供給される。

第３図に制御装置４２の具体例を示す。この例は商用電
力とインバータ出力とを互に同期状態で切替えるように
すると共に、インバータ１５としてパルス幅変調方式を
用いた場合である。このため検出された入力交流電圧ｖ
ａｃは停電検出回路１９に入力され、その電圧ｖａｃが
所定値以下になると高レベルを出力し、この高レベル出
力によりスイッチ２６．４３を１側から２側に切替える
。入力交流電圧ｖ＆ｃが所定値以上の商用受電状態では
停電検出回路１９の出力は低レベルであって、スイッチ
２６．４３は１側となっている。この状態で検出された
入力交流電圧ｖｌＬｏは波形整形回路４４で矩形波に整
形され、スィッチ４３全通して位相同期回路（ＰＬＬ）
　４５の位相比較器４６へ供給され、電圧制御発振器４
８の出力と位相比較される。その位相比較器４６の出力
はループフィルタ４７を通じて電圧制御発振器（ＶＣＯ
）　４８の制御端子へ供給され、発振器４８の出力は入
力交流電圧に位相同期している。発振器４８の出力は掛
算器４９を通じ、更に差動増幅器５１を通してスイッチ
２６の２側に供給されている。スイッチ２６の出力及び
その反転出力はそれぞれ比較器５２ａｔ５２ｂで三角波
発生器５３の出力と比較され、比較器５２ａ。

５２ｂからパルス幅変調出力が得られる。停電検出回路
１９で停電が検出されると、スイッチ２６゜４３は前述
したように２側に切替えられ、水晶のような安定な発振
器を基準とした商用電源周波数の発振器５４の出力が位
相比較器４６へ供給され、発振器４８の出力が掛算器４
９、差動増幅器５１を通じ、更にスイッチ２６を通じて
比較器５２へ供給される。一方停電検出回路１９の出力
は反転回路５５遅延回路５６を通じてＡＮＤ回路５７へ
与えられている。位相同期回路４５のループフィルタ４
７の出力が同期検出回路５８へ供給され、同期状態にな
るとループフィルタ４７の出力は低レベルになシ、同期
検出回路５８の出力は高レベルを出力する。従ってスイ
ッチ４３が２側へ切替えられると、一般には直ちに同期
検出回路５８の出力が低レベルとなシ、ＡＮＤ回路５７
の出力も低レベルとなシ、このためダートパルス発生回
路５９の出力が低レベルとなって第２図中の交流スイッ
チ１８は遮断される。このため商用電源が停電するとそ
の直前の商用電力と同期してイン・９−夕は動作状態に
なる。

第３図中のインバータ動作に関連する部分を第４図に示
す。スイッチ２６よシ供給される正弦波は例えば第５図
人の曲線６１に示され、これに対し三角波発生器５３の
出力三角波は曲線６２で示され、正弦波６１が三角波６
２よシ高いレベルの部分では比較器５２ｍの出力は高レ
ベルとなυ、比較器５２ａから第５図Ｂに示す矩形波が
得られる。同様にして比較器５２ｂから第５図Ｃに示す
矩形波が得られる。これら第５図Ｂ、Ｃの矩形波はスィ
ッチ制御／４／Ｌ／ス発生器６３へ供給され、第５図Ｂ
、Ｃに示す波形のスイッチング信号が第２図中のトラン
ジスタＱｌ　、Ｑｓのベースに与えられ、第５図Ｂ、Ｃ
に示す波形を反転した波形のスイッチング信号がトラン
ジスタＱ２＋Ｑ４（７）Ｒ−スに与えられる。これらト
ランジスタＱｌ＝Ｑ４ハソのベースが高レベルでオン、
低レベルでオフに制御される。

従って第５図Ｂの矩形波が高レベル、第５図Ｃの矩形波
が低レベルの区間工においては第６図人に示すようにト
ランジスタＱｌ　　、Ｑ４がオン、Ｑ！。

Ｑｓはオフし、蓄電池１４からインバータ電流Ｉｉｎが
トランジスタＱｌ　−戸波器３２−負荷１７−トランジ
スタＱ４を通じて流れる。第５図Ｂ、Ｃの矩形波が共に
高レベルの区間■では第６図Ｂに示すようにトランジス
タＱｌ　、Ｑｓがオン、Ｑ２゜Ｑ４がオフになシ、戸波
器３２のコイル３２ｔ。

コンデンサ３２ｃに蓄えられたエネルギが負荷１７゜ダ
イオードＤ３、トランジスタＱｌ　を通じて放出する。

次に第５図Ｂの矩形波が高レベル、第５図Ｃの矩形波が
低レベルの区間■となシ、第６図Ｃに示すように第６図
人と同一の状態となる。正弦波６１の正の半サイクルで
このような動作を行い、負の半サイクルではトランジス
タＱｘ−Ｑｓが主として同様に制御され、負荷内に第６
図Ａ、Ｂ、Ｃとは逆方向に電流が流れる。もし戸波器３
２を省略すれば負荷１７には第５図りに示すように正弦
波６１の正の半サイクルに正のパルスが流れ、正弦波６
１の負の半サイクルに負のノ９ルスが流れる。

戸波器３２により正弦波６１と同じ周波数の正弦波が取
出され、負荷１７に交流電力が供給される。

この交流電力のレベルは、第５図りにおけるｉ４　／ｖ
スの幅により変化する。正弦波６１の振幅をＶｌ、三角
波６２の振幅をｖｔｒとすると、出力パルスのパルス幅
変調指数Ｍはｖｓ／Ｖｔ　ｒであシ、この変調指数Ｍが
小さいとインバータ１５の出力レベルは小さくなる。

インバータ１５の出力を一定に保持するため、第４図に
示すように検出したインバータ電圧ｖｌｎは差動増幅器
５１へ供給され、検出インバータ電圧ｖ１ｎが大きいと
差動増幅器５１の出力の振幅が小さくなシ、逆に検出イ
ンバータ電圧ｖｌユが小さければ差動増幅器５１の出力
の振幅が大きくな）、インバータ電圧ｖｌｎが常に一定
値になるように動作する。

また、検出したインバータ電流”ｉｎは整流平滑回路６
４で整流平滑され、その出力は電流基準電源６５の出力
との差が差動増幅器６６で検出され、その差動増幅器６
６の出力により掛算器４９で電圧制御発振器４８の正弦
波出力の振幅が制御される。基準値に対しインバータ電
流１１ｎが小さいと掛算器４９の出力正弦波振幅が犬と
なシ、基準値に対しインバータ電流”ｉｎが太きいと出
力正弦波振幅が小さくなるように制御される。この結果
、インバータ１５の出力電光重ｌｎが常に一定値になる
ように動作する。検出したインバータ電光重ｌｎはピー
ク比較器６７にも供給され、基準電源６８の基準値と比
較される。インバータ電流Ｉｌｎのビ−ク値が基準値を
越えるとピーク比較器６７の出力が高レベルになシ、ゲ
ート６９（停電検出回路１９の出力によυ開かれている
）を通じてフリップフロップ７１がセットされ、その出
力によりスイッチ制御−４′ルス発生回路６３の動作が
停止される。なお三角波信号発生器５３の出力が微分回
路７２を通じてフリップフロップ７１のリセット端子Ｒ
へ供給され、三角波６２の各周期ごとにフリツゾフロツ
７’７１はリセットされる。

充電動作 停電が回復すると停電検出回路１９の出力は低レベルに
なシ、第３図においてスイッチ２６．４３は１側に切替
えられ、従りて入力交流電圧ｖ＆ｃが位相比較器４６へ
供給される。電圧制御発振器４８が入力商用電力に同期
すると同期検出回路５８の出力が高レベルになり、また
遅延回路５６は、例えば遅延時間が１０秒程度とされ、
復電し商用ラインが安定し７かつ同期状態に至るに十分
な時間が経過してから高レベルがＡＮＤ回路５７へ与え
られる。ＡＮＤ回路５７の出力が高レベルになるとゲー
トパルス発生回路５９からｒ−）パルスが発生して第２
図中の交流スイッチ１８がオンにされ、端子１２からの
商用電源電力が負荷１７へ供給される。

この状態においては商用電源１１から蓄電池１４に対し
、インノ々−夕１５を通じて充電する動作が行われる。

第３図中のこの充電動作に関連した部分を第７図に示す
、ＶＣＯ４８の発振出力は掛算器７３へ供給される。検
出蓄電池電光重い電圧ｖｂはそれぞれ基準電源７４．７
５の基準電圧との差が差動増幅器７６．７７で検出され
、これら検出出力は加算器７８で加算されて掛算器７３
へ供給される。検出した蓄電池電圧ｖｂが基準値よシ小
になると、これに応じて差動増幅器７７の出力は犬にな
シ、加算器７８の出力が大となシ、掛算器７３の出力振
幅が負に大とされ、この出力が合成回路２５の加算回路
７９を通じ、更に差動増幅器８１に導かれ、Ｉｉｎとの
差がＯになるようにインノ４−タが制御される。一方蓄
電池１４が満充電の状態になると加算器７８の出力が小
さくなシ、掛算器７３の出力がゼロに近づくことにより
充電電流を減少させる。

蓄電池１４の電圧ｖｂに対しインバータ１５の山数で１
以下とする）があシ、一方電池電圧ｖｂは公称値ｖｂ８
に対して±２０チ程度変動し、その最低の電池電圧Ｏ，
Ｓ　Ｖｂ、に対しそのインバータ出力電ンパータ動作時
に正常な入力交流電圧ｖ＆ｃと等しよってＶ、≧ｖ＆ｃ
の波高値となシ、インバータ非動作時に商用電源１１か
ら蓄電池１４へ充電はされないことになる。しかしイン
バータ１５を運転中することにより充電電圧ｖｂを１、
ｓ　■ａｅ以上とすることができ、従って蓄電池に対す
る充電が可能となる。

交流電圧■。の正の半サイクルではトランジスタＱｔ　
Ｑ４のオンとＱＩＱｓのオンとが繰返される。いま第８
図人に示すように入力交流電圧ｖ＆ｅが電池電圧ｖｂよ
シ低く、第８図Ｂに示すようにｖｔｎ−ｖ＆ｃが正の区
間Ｉにおいて第９図人に示すようにトランジスタＱＩ　
Ｑ４をオンすると、電池１４がトランジスタＱ！、Ｆ波
器３２のコイル３２１−商用電源１１−トランジスタＱ
４に電流Ｉｂが第８図Ｃに示すように流れる。次にトラ
ンジスタＱＩＱｓがオンにされ、インノ々−タ出力ｖ１
ｎがゼロにされた区間■では第９図Ｂに示すように商用
電源１１よυコイル３２ｔ、ダイオードＤＩ。

トランジスタＱ３を通じてインノ々−タ１５側に直流が
流れ、コイル３２１にエネルギが蓄積される。

次にトランジスタＱＩ　Ｑ４　ｆ、再びオンにすると、
コイル３２１に蓄積された電圧と商用電源電圧ｖ０とが
加算され、はぼ２■１ｃとなるため第９図Ｃに示すよう
に交流電源１１、コイル３２１、ダイオードＤ１％蓄電
池１４、ダイオードＤ４を通じて蓄電池１４に充電電流
が流れる。コイル３２ｔのエネルギを放出後は区間■と
同様に蓄電池１４から商用電源１１へ電流が流れる。第
８図Ｃの正側の放電電流の積分値よシも負側の充電電流
の積分値が大になるようにＭの値を選ぶことにより、蓄
電池１４に対する充電が行われる。交流電圧”ａｃの負
の半サイクルではトランジスタＱｘ　Ｑｓのオンと、Ｑ
２　Ｑ４のオンとを繰返す。変調指数Ｍを小さくすると
、第８図Ａ、Ｂ、Ｃの関係は第１０図Ａ、Ｂ、Ｃに示す
ように々）充電電流を大きくすることができる。

なお蓄電池１４に対する充電が十分に行われた状態では
、電池電圧ｖｂと基準電源８２の基準値と全比較器８３
で比較し、この出力によりダート・臂ルス発生回路８４
を制御してそのグー）　ノ４ルスの発生を停止し、第２
図中のスイッチ３５をオフとして蓄電池１４に電流が出
入しないようにすることが好ましい。

高調波除去動作 先に述べたが商用電力を受電中において、負荷電流中の
高調波成分をインバータ１５を用いて除去する。第３図
中の除貴動作に関連する部分を第１１図に示す。第１１
図では負荷による電圧電流の位相ずれによる力率の低化
をも同時に改善するようにした場合である。検出された
負荷電流１ｔは、加算回路８６へ供給されると共に狭帯
域戸波器８７へ供給されてその基本波成分Ｉｍｇｔｎ（
ωｔ＋θ）が取出され、その基本波成分は波高値検出回
路８８で波高値−が検出され、また位相検波器８９へ供
給されてＶＣｏ　４８の出力比ωｔとの位相差θが検出
される。その検出した位相差θの余弦値面θがメモリ９
１から読出され、と・れと検出された波高値工、とが掛
算器９２で掛算される。この掛算出力Ｉｒｎ（２）θと
ＶＣｏ　４８の出力比ωｔとが掛算器９３で掛算され、
この出力として １ｍ（２）θ廊ωｔ（１） を得る。出力は加算回路８６で検出負荷電光重６との差
がとられる。検出負荷電光重ｔは高調波成分をｆ（ｎω
）とすると １１＝Ｉ、、４（ωを十〇）＋Ｊ’（ｎω）＝　Ｉｎｌ
ｃｃｍθ噛ωを十工ｍ−漬（ωｔ　＋　２　）　＋ｆ　
（ｎω）（２）と表われる。加算回路８６の差出力は加
算回路７９を通過して差動増幅器８１で検出インバータ
電流Ｉｉｎとの差が検出されこの差動増幅器８１の出力
は比較器５２ａ　＃　５２ｂへ供給される。この結果、
差動増幅器８１の出力がゼロ、つまシ加算回路８６の出
力が検出インバータ電光重ｌｎと等しくなるように動作
する。つまシ ｌ１ｎ＝−Ｉｔ＋　ｌｆｆ１ｇ、ｆ）・蜘ωｔ（３）と
なるように動作し、このインバータ電光重ｔｎがインバ
ータ１５から出力端子１６へ供給され、これを負荷電流
Ｉｔとが加算され、負荷電流Ｉｔ＝ＩｒｎｃＱｇθ・虐
ωｔとなる。このようＫして（２）式第３項の負荷電流
の高調波成分が除去され、またこの例では（２）式第２
項の成分も除去され、力率も１にされる。なお高調波成
分のみを除去する場合は第１１図において位相検波器８
９、メモリ９１、掛算器９２を省略すればよい。また力
率のみを改善する場合にはＶＣｏ　４　Ｂの出力と負荷
電流Ｉｔとを加算回路８６で引算し、その出力を差動増
幅器８１へ供給してもよい。

高調波成分を除去する際に第２図中のコンデンサ３３の
両端間電圧を可成シ変化させる必要がある場合がある。

その場合は第２図に点線で示す工電流よりを平均化し、
インノ々−タ動作時にはインダクタンス素子９５を短絡
するようにすることが好ましい。あるいは加算回路８６
の出力に得られる検出された高調枝成分のピーク値をあ
る程度抑圧して、コンデンサ３３の充放電が急激に行わ
れないようにしてもよい。

上述においてはインバータ１５として１相の高周波パル
ス幅変調方式を用いたが、３相のものを用いてもよい。

また高調波成分を除去するには商用電源の１サイ声ψ中
に制御全行う点から高周波パルス幅変調方式が好ましい
。戸波器３２と出力端子１６ａｙ１６ｂとの間にトラン
スを挿入してもよい。

「発明の効果」 以上述べたようにこの発明によれば充電器を省略し、商
用電力受電時において従来は休止又は無負荷待機してい
たインバータを有効に利用して蓄電池に対する充電を行
い、小形に構成することができ、しかも、そのインバー
タの出力安定化制御部を利用して負荷電流に含まれる高
調波成分を除去でき、高調波成分を除去するための特別
のフィルタを用いる必要もない。またこのようにインバ
ータ１５を充電、高調波除去に利用するが、そのための
制御としてインバータ動作時の制御部をそのまま利用で
きる利点もある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明による待機式無停電電源装置の一例を
示すブロック図、第２図はインバータのスイッチ回路３
１部分を主とした具体的例を示す接続図、第３図は第２
図中の制御装置４２の具体例を示すブロック図、第４図
は第３図中のインバータ動作に関連する部分を示す図、
第５図はインバータ動作の説明に供するための波形図、
第６図は第５図中の区間Ｉ　、ｎ　、ＩＩＩにおける電
流の流れを示す接続図、第７図は第３図中の充電動作に
関連した部分を示す図、第８図は充電動作時の電池電圧
ｖｂ、交流電圧ＶＪＬｅ、インバータ電圧と交流電圧と
の差電圧、電池電流Ｉｂの関係を示す図、第９図は第８
図中の区間ｒ、ｕ、ｍにおける電流の流れを示す図、第
１０図は変調指数を小にした場合の第９図と対応した図
、第１１図は第３図中の高調波成分除去動作に関連した
部分を示す図、第１２図は従来の浮動充電方式無停電電
源装置を示すブロック図、第１３図は従来の待機式無停
電電源装置を示すブロック図である。 １１：商用電源、１２：入力端子、１４：蓄電池、１５
：インバータ、１６：出力端子、１７：負荷、１８：交
流スイッチ、１９：停電検出回路、２１：インバータ変
動検出部、２２：インバータ制御部、２３：高調波検出
部、２４：電池変動検出部、２５：合成回路、２６：ス
イッチ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）商用電源電力を交流スイッチを通じ、更に出力端
   子を通して負荷へ供給し、停電時に上記交流スイッチを
   オフとし、蓄電池の出力をインバータで交流電力に変換
   して上記出力端子へ供給し、かつインバータ出力の変動
   を検出し、その検出出力にてインバータの制御部を制御
   して上記変動を抑圧する無停電電源装置において、 上記負荷に流れる電流に含まれる高調波成分を検出する
   高調波検出手段と、 上記商用電源から上記負荷へ電力を供給している際に、
   上記その検出高調波成分を上記制御部に上記変動検出出
   力に代えて供給して上記負荷に流れる電流の高調波成分
   を抑圧するように上記インバータを動作させる高調波抑
   圧手段と、 上記商用電源から交流電力を上記負荷へ供給している際
   に、上記インバータを動作させ、そのインバータを充電
   器として動作させて、上記交流電力により上記蓄電池に
   対する充電を行う充電手段とを設けたことを特徴とする
   待機式無停電電源装置。