JPS62200689A - インバ−タ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 【技術分野】

本発明は放電灯を始動・点灯させる放電灯点灯装置に用
いるインバータ装置に関するものである。

【背景技術】

第９図は従来の放電灯点灯装置に用いたインバータ装置
の回路Ｍｔ威を示すもので、直流電源（交流電源の整流
電圧を含む）Ｅに直列にトランジスタＱ、、Ｑ２が接続
され、このトランジスタＱ、、Ｑ。 に対し図示の極性でダイオードＤ、、Ｄ２が並列に接続
されている（但し、ダイオードＤ、、Ｄ、は必ずしも必
要ではない）。トランジスタＱ１と並列に、コンデンサ
ＣＩと、コンデンサＣ２、チッークＬ１％放電灯ｌを含
む共振回路Ａと、駆動トランスＴ１の一次巻線ｎ１との
直列回路が接続されている。このようなりＩ戊にて直列
型インバータ回路あるいはハーフブリッジ型インバータ
回路が構成されている。。 前記−大巻＃ｌｎ＋を有する駆動トランスＴ１は二次巻
＃１ｎ２１ｎｉを有し、一方の二次巻線ｎ２はトランジ
スタＱ、の制御抵抗Ｒ１に接続され、他方の二次巻Ｍｎ
３はトランジスタＱ２の制御抵抗Ｒ２に接続されている
。 インバータ回路には起動回路６を設けてあり、この起動
回路６は直列接続した抵抗Ｒ３とコンデンサＣ７、並び
に例えばグイ７ツクＱ１等の点弧素子、ダイオードＤ、
から構成されており、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１との接
続点はダイアックＱコの一端に接続され、その他端はト
ランジスタＱ２の制ａ端子であるベースに接続されてい
る。また抵抗Ｒ１、コンデンサＣ３の接続、克は、ダイ
オードＤ。 を介してトランジスタＱ２のコレクタに接続されている
。 上述した回路の動作は次の通りである。即ち電源スィッ
チＳＷがオンすると、コンデンサｃ３が抵抗Ｒ３を介し
て充電される。次いで、コンデンサＣ１の電圧がグイ７
ツクＱ、のブレークオーバー電圧に達するとコンデンサ
Ｃ１はトランジスタＱ２のベース・エミッタ接合を介し
て放電する。この放電によりトランジスタＱ２が初めて
オンする。 従って、直流電源Ｅ→コンデンサＣ１→共振回路Ａ→駆
動トランスＴ、の−大巻ＩＩＡｎ　＋→トランジスタＱ
２→直流電源Ｅを介して電流が流れてコンデンサＣ５を
充電する。この電流は駆動トランスＴ１の一次巻線ｎ１
を流れるから、２個の二次巻＃ｉ　ｎ　２１　ｎ、に電
圧が誘起する。二次巻線ｎ、の誘起電圧はトランジスタ
Ｑ２の導通状態を維持する極性（順電圧）を有する。そ
の後、コンデンサＣ１を充電しようとして電流は増加す
るが、充電が進むにつれて電流は次第に減少し、やがて
零に近付いた時に、駆動トランスＴ、による帰還電圧が
、トランジスタＱ１には順電圧、トランジスタＱ２には
逆電圧となり、結果トランジスタＱ２はオフし、トラン
ジスタＱはオンする。すると、コンデンサＣ１と共振回
路Ａと駆動トランスＴ１の一次巻線ｎ１とトランジスタ
Ｑ、とで閉回路ができてコンデンサＣ４は放電を始める
。このコンデンサＣ１の放電による振動で以後トランジ
スタＱ、をオフし、トランジスタＱ２をオンさせるとい
うようにコンデンサＣ８の充放電を繰り返すことによっ
て両トランノスタＱ１、Ｑ２を交互にオンオフして共振
回路Ａに電流を流し、コンデンサＣ２の電圧を放電灯！
に印加して放電灯Ｉを点灯させるものである０発振後は
トランジスタＱ２がオンした時に抵抗Ｒ１→ダイオード
Ｄ、→トランジスタＱ２を通じて電流が流れるのでコン
デンサＣ１が十分充電されず、ダイアックＱ。 のブレークオーバー電圧まで至らず、グイ７ツクＱ、が
オフ状態になる。 ところで、このように高周波出力により点灯される放電
灯ｌは正常に点灯している場合は支障がないが、放電灯
ｌを取り外して無負荷状態にした時には、その出力端子
に共振による高電圧を出力するので種々の問題がある。 そこで本発明者らは、先に上述の点に霞みて、インバー
タ装置の無負荷状態を検出する回路を設け、この検出回
路の出力信号によりスイッチング素子の動作を停止ある
いは抑制するものを提案した。第１０図はその検出回路
を備えたインバータ装置の概略ブロック図を示すもので
、ここでは電圧検出回路１１１Ｓ１の両端電圧ｅ４が、
負荷である放電灯αが接続されている場合にはＥ、レベ
ル、即ちＥ、＃Ｅｖ／２、無負荷時にはｅ、＃０となる
ことを利用してインバータ装置の無負荷状態を検出し、
この検出出力により出力制御部２がスイッチング素子Ｑ
ａ、スイッチング素子Ｑｂのドライブ回路３を制御して
スイッチング索子Ｑａ、Ｑｂの動作を停止あるいは抑制
するものであった。Ｅｖは直流電源Ｅの電圧である。 また、本発明者等は放電灯ｌが寿命末期に至るとよく起
きる異常状態を回避するために、放電灯ｔの寿命末期の
検出を確実に行ない、スイッチング素子Ｑａ、Ｑｂの動
作を制御１してスイッチング素子ＱａｔＱｂに流れる電
流が増大するのを軽減するものを提案した。第１１図は
その提案した概略ブロック図を示している。直流電源Ｅ
は交流電源を整流した定電圧電源などによっで構成され
、また負荷回路はチョークＬ、及び放電灯αを含むもの
となっている。ドライブ回路２はトランジスタ等で構成
される２つのスイッチング素子Ｑａ、Ｑｂをスイッチン
グ動作するためのものであり、負荷回路の電圧を検出す
る電圧検出回路部１は、負荷回路よりも高いインピーダ
ンスの抵抗素子などを用いた分圧回路などによって構成
されている。比較回路部４は、電圧検出回路ｓｉからの
出力電圧を予め設定した基準電圧と比較するものであり
、この比較出力を出力制御部２に送って該出力制御部２
によってドライブ回路３の出力を制御するようにしてい
る。 基本的な動作は放電灯のが正常点灯状態にある時には、
電圧検出回路部１の電圧ｅ、がＥ、レベルとなり、この
信号が比較回路部４で比較される。 この結果は更に出力制御部２に送られ、スイッチング素
子Ｑａ、Ｑｂを連続して駆動するが、放電灯ｔが寿命末
期の時には電圧検出回路部１の出力がＥ２またはＬレベ
ル（０■）となり、この信号が比較回路部４で比較され
る。この結果を更に出力制御ｆｆ１Ｓ２に送ってスイッ
チング素子Ｑａ、Ｑｂの動作を抑制あるいは停止させる
。尚、Ｅ２とＥｌは次の間係にある。 正常点灯時：　　Ｅ　、＃　Ｅｖ／　２、寿命末期時：
　　Ｅ２＃２Ｅ ところが、上記のような装置においては、寿命末期でな
い放電灯が低温時正常に点灯せずにグロー放電を継続す
る場合や、放電灯の不良で電極（フィラメント）が切れ
て電極が十分予熱されず、放電灯が正常に点灯しない場
合などに不都合が生じることがある。これを以下に簡単
に説明する。 放電灯のフィラメントは輸送時などの衝撃により出荷時
から切れていることがある。このような放電灯を上記の
装置に使用した場合を第１２図に示す。通常、ここでは
電源投入時すぐに予熱用（フィラメント加熱用）のスイ
ッチＳＷｒを閉じることにより、フィラメントを加熱し
て電子放射を十分にし、その後スイッチＳＷｒを開いて
放電灯のの両端に高電圧を印加して点灯させる。しかし
、図にも示すように破線で示すようにフィラメントが切
れているために、フィラメントは全く加熱されることな
く放電灯αにすぐインバータ装置の二次電圧が印加され
るので放電灯のはアーク放電に至らず、グロー放電の状
態を継続する。これは特に放電開始電圧の高い低温時に
おこりやすい６グロー放電とアーク放電を違いを第１３
図に示す。グロー放電時は図かられかるように、インバ
ータ装置にはアーク放電時より大きな抵抗値Ｒｇが負荷
となる。このためコンデンサＣ２の両端には無負荷時に
近い共振電圧が発生する。この時スイッチング素子Ｑａ
、Ｑｂには大きな共振電流が流れるため、これが長時間
継続するとスイッチング素子Ｑａ、Ｑｂのスイッチング
ロスが増加して熱暴走し破壊に至るおそれがある。 また第１４図に示すようにグロー放電時は抵抗Ｒｇが負
荷となるため、電圧検出回路部１の電圧は正常点灯時の
電圧Ｅｖ／２に近似した電圧となる。これを１１３図に
より説明する。電源投入時、コンデンサＣ、１，ｔ　を
圧検出回路部１のインピーダンスを通してＥ＊で充電さ
れるが、インバータ装置が発振を開始するとスイッチン
グ索子Ｑａがオンした時（こコンデンサＣ１の電荷がス
イッチング素子Ｑａ→チョークＬ１→抵抗Ｒ，を通して
放電するため、コンデンサＣ５の両端電圧は直流電源Ｅ
の電圧Ｅｖより小さい電圧Ｅ、まで下がる。放電灯αが
正常、α灯している時（アーク放電時）には約Ｅｖ／２
となるが、グロー放電時もこの値に近くなる。ここで電
圧検出回路ＷＳ１の電圧ｅ４は、ｅ−＝Ｅｖ　　Ｅ−＝
Ｅ４ で求められ、Ｅ、はグロー放電時における電圧検出回路
部１の両端電圧である。この電圧Ｅ、を正常点灯時にお
ける電圧検出回路部１の電圧Ｅ１＃Ｅｖ／２と、放電灯
のの寿命末期時における電圧Ｅ　２”；　２　Ｅ　ｖと
比較すると、Ｅ２＞Ｅ４≧Ｅ１ となる。このようにグロー放電時における電圧検出回路
部１の検出電圧Ｅ、は正常点灯時とほぼ等しくなるので
従来の構成では検出できない、この時、上記で説明した
ようにスイッチング索子Ｑａ。 Ｑｂには大きな共振電流が流れるため、スイッチング索
子Ｑａ、Ｑｂが破壊に至るおそれがある。 次に従来例では、電圧検出回路部１の部品の短絡や開放
（製造工程における半田不良や部品挿入ミス、部品不良
など）により正常に動作しない場合、放電灯αの寿命末
期を検出できないことも考えられる。

【発明の目的】

本発明はこのような点に鑑み為されたものであり、その
目的とするところは放電灯の各種の異常状態及び無負荷
状態を確実に検出して信頼性の高いインバータ装置を提
供することを目的とするものである。

【発明の開示】

本発明は、直流を所定周期で交互にオンオフする対°の
スイッチング素子と並列に接続し、少なくとも一方のス
イッチング素子と並列にコンデンサを介してインダクタ
ンス素子と、放電灯とを含む負荷回路を接続するととも
に放電灯に並列的に別のコンデンサを接続したインバー
タ装置において、負荷回路に生じる電圧を検出する電圧
検出回部及びスイッチング素子のスイッチングによって
流れるスイッチング電流を検出する電流検出回路部を備
え、これらの電圧検出回路部及び電流検出回路部で夫々
検出した検出電圧のレベル、検出電流のレベルにより負
荷回路の放電灯の特命末期、異常放電、無負荷状態等の
異常を検出して少なくともいずれか一方の検出回路部の
異常検出時に上記スイッチング素子のスイッチング動作
を制限するように制御するもであり、以下実施例にて説
明する。 火１」ロー 第１図は実施例１の概略構成図を示すものであり、直流
電源Ｅは交流電源を整流した定電圧電源などによって構
成されている。また負荷回路は放電灯α、チＢ−りＬ１
含むものである。ドライブ回路３は２つのスイッチング
素子いあるトランジスタＱ、、Ｑ、をスイッチング動作
させるものであり、負荷回路の電圧を検出する電圧検出
回路部１は負荷回路よりも高いインピーダンスの抵抗素
子などを用いた分圧回路などによっで構成されている。 負荷回路に流れるスイッチング電流を検出する電流検出
回路部５は負荷回路に流れるスイッチング電流を検出す
るもので、ドライブ回路３中のトランスの一８＃ｉなど
を利用して構成されてもよい。 そしてこれらの各検出回路部１，５が異常検出時に発す
る出力を出力制御部２に送って、出力制御部２によって
ドライブ回路３の出方を制御するようにしている。 次に本発明の基本的な動作を説明する。放電灯ｔが正常
点灯している状態においては、電圧検出回路部１の出力
電圧が所定レベルとなる。また電流検出回路部５の出力
も所定レベルより低くなる。 この結果は更に出力制御部２に送られてトランジスタＱ
、、Ｑ２を連続して駆動するが、無負荷時、放電灯αの
舜命末期時、フィラメント断などによるグロー放電時を
、電圧検出回路ｆｆ１Ｓ１や電流検出回路部５で検出し
、この結果を更に出力制御部２に送ってトランジスタＱ
、、Ｑ２の動作を抑制あるいは停止させる。このような
動作は、本発明のインバータ装置をＬＣ共振回回路を付
加して構成した場合にも同様である。 次に本発明の具体的な実施例を示す。第２図はＬＣ直列
共振回路を付加して構成した場合の具体回路図を示して
おり、この実施例のインバータ装置の基本構成は第９図
回路と同様な構成を為し、闘−記号のものは同様な動作
をするものである。 ユニで、２つのコンデンサＣ、、Ｃ、は、Ｃ、＞＞　Ｃ
２の関係を満たしている。 チＢ−りＬｌの非負荷側の端子は駆動トランスＴ１の一
次巻線ｎ１を介してトランジスタＱ、、Ｑ２の接続点に
接続され、更に、駆動トランスＴ１の二次巻線ｎ２ｔｎ
２は、その極性を逆にして、トランジスタＱ、、Ｑ２を
交互にオンオフさせる構成としており、この駆動トラン
スＴ１及びその付属回路をもってドライブ回路３を構成
している。コンデンサＣ８の負荷回路との接続点と、直
流電源Ｅの負極端子との間には、抵抗Ｒ５゜、Ｒ１，と
の直列回路によって構成される電圧検出回路部１がダイ
オードＤ６を介して接続されている。ダイオードＤ、は
インバータ装置の動作時に生じるサージ電圧等のノイズ
成分を吸収し、インバータ装置の動作を安定させるもの
である。ここで抵抗Ｒ１゜ＩＲＩ＋は負荷回路に対して
高インピーグンス値のものが選ばれている。更に抵抗Ｒ
１ｏと抵抗Ｒ１１との接続点は、抵抗Ｒ，を介してトラ
ンジスタＱ、のベースに接続されており、トランジスタ
Ｑ、のコレクタは抵抗Ｒ６を通じて直流の電源Ｖｃｅ（
たとえば直流電源Ｅを抵抗などで分圧した電圧）に接続
されている。 さらにトランジスタＱ、のベースはダイオードＤ６を介
して抵抗Ｒ６とトランジスタＱ、のコレクタの接続、α
に接続されている。トランジスタＱ、、Ｑ。 のエミッタは直流電源Ｅの負極端子側に接続しである。 トランジスタＱ、のコレクタはダイオードＤ４を介して
駆動トランスＴ１の巻装した巻線ｎ、の一端と接続され
る１巻線ｎ、の他端は直流電源Ｅの負極端子側に接続さ
れている。而してトランジスタＱ　４１　Ｑ　５　ｘダ
イオードＤ、、Ｄ、、駆動トランスＴ、の巻線ｎ４及び
その付属回路で出力制御部２を構成している。電流検出
回路部５は駆動トランスＴ１の巻線ｎ４とその一端に接
続されたダイオードＤ。 と分圧用の抵抗Ｒ４−Ｒｓとがらなっている。抵抗Ｒ４
と抵抗Ｒ１との接続点はダイオードＤ５を介してオペア
ンプ等からなる比較層のフンパレータ■Ｃ１の一方の非
反転入力端子に接続されている。 コンパレータＩＣ，のもう一方の反転入力端子は、基準
となる電圧に接続されている。この場合の基準電圧は直
流電源Ｖｃｃに接続された抵抗Ｒ６とツェナーダイオー
ドＺＤ、により得ている。コンパレータＩＣ，の出力端
は出力制御部２のトランジスタＱ、のベース端子に抵抗
Ｒ２を介して接続されている。コンパレータＩＣ，と抵
抗Ｒ＠　２　Ｒ７、ツェナーダイオードＺＤ、により比
較回路部４が形成されている。またコンパレータＩＣ，
の非反転入力端子には電圧検出回路部１の両抵抗ＲＩ０
、Ｒ１＋の接続点がダイオードＤ、を介して接続されて
いる。 コンデンサＣ４は平滑及び雑音防止用のコンデンサを兼
ねたものである。 次に動作を説明する。正常点灯時には等価基本回路は第
３図のように示すことができる。この場合、トランジス
タＱ、、（ｈのスイッチング動作によりトランジスタＱ
、、Ｑ、の両端に現われる電圧ｅ１１６２は夫々第４図
（ｂ）（ｅ）に示すような矩形波電圧となり、負荷回路
にはコンデンサＣＩによって直流成分がカットされた第
４図（ｅ）に示すような電圧ｅＲが供給される。尚、＠
４図（ａ）は直流電源Ｅの電圧Ｅｖを示す、ここにコン
デンサＣ１の両端電圧ｅａｔはｅｃ１＝ｅｌ−ｅＲで求
まるから、コンデンサＣ３の両端電圧ｅｅはＥｖ／２と
なる。！Ａだ第４図においては、わずかなリップルが含
まれているが、このリップルはコンデンサＣ１と負荷回
路の抵抗値Ｒどの時定数Ｃ８・Ｒの値を大きくすること
により小さくなる。更に、共振回路Ａの両端電圧ｅ。 は、ｅｓ＝ｅ＋　　ｅｅ＋により、また電圧検出回路部
１に加わる電圧ｅ４は、ｅ、＝ｅ、＋６．により、それ
ぞれ求められて、第４図（ｆ）（ｇ）に示した波形とな
り、ｅ、＝Ｅｖ／２が求まる。 従って、正常、克灯の場合には、電圧検出回路部１に生
じる電圧ｅ４はＥ／２となる。この電圧は第４図の分圧
抵抗ＲＩ　Ｏｔ　Ｒｌ　１により分圧され、その検出電
圧Ｅ、は比較回路部４に送られる。すると、比較回路部
４では基準電圧Ｖｚが Ｖ　ｚ　＞　Ｅ　＋ と設定されている。またコンパレータ■Ｃ１は非反転入
力端子の電圧Ｖｉｎが反転入力端子の基準電圧Ｖｚより
大きくなったとき（Ｖ　ｉｎ＞　Ｖｚ）に、出力端がＨ
レベルとなるようになっているので、この場合はＬレベ
ルとなり、トランジスタＱ、はオフ状態となる。 電流検出回路部５では駆動トランスＴ、の巻＃ｉｎ１に
流れる電流を巻線ｎ、により検出する。巻ＡＩｉ　ｎ　
＜には交流電圧が発生するが、これをダイオードＤ、に
て整流し、抵抗Ｒ，，Ｒ，で分圧すると抵抗Ｒ６の両端
はある直流電圧Ｅ　２’が発生する。ここで抵抗Ｒ，，
Ｒ，のインピーダンス値はドライブ回路３に影響を及ぼ
さない値とする。抵抗Ｒ７の両端電圧Ｅ２°は基準電圧
Ｖｚと比較して Ｖｚ＞Ｅ２’ と設定しであるので、コンパレータＩＣ３の出力端はＬ
レベルとなり、トランジスタＱ４はオフ状態となる。こ
うすることによってトランジスタＱ２を動作可能にする
ために、インバータ回路の発振動作が継続して行なわれ
ることになる。 以７ぐ白　： 一−二」 ユニで電源スィッチＳＷの投入時の動作を説明しでおく
。電源投入時、コンデンサＣＩ１．を電源Ｅにより抵抗
Ｒ＋　ａ　ｔ　Ｒ＋　＋を通して急速に充電される。 これによって抵抗Ｒ１の両端に電圧ｅが発生し、トラン
ジスタＱ、をオン状態とする。この時発生する電圧ｅは
、抵抗Ｒ１゜、Ｒ１，によりｅ＜Ｖｚ の関係を満足するように設定しであるので、コンパレー
タＩＣ，の出力端はＬレベルとなっている。 抵抗Ｒ１＋の両端電圧ｅによりトランジスタＱ５がオン
している期間ｔ１の間、トランジスタＱ４はオフとなっ
ているので、駆動トランスＴ、の巻ａｎ４は開放状態と
なっている。この１．の期間に起動回路６のグイアック
Ｑ、が抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１の充電時定数とグイ７
ツクＱ３のブレークオーバー電圧によって決められる回
数だけトリが−される。 これによってトランジスタＱ２がオフ状態となり、駆動
トランスＴ、の一大巻＃Ｉ　ｎ　＋に電流が流れ、これ
が巻線１２ｔＯｆｆに帰還され、トランジスタＱ、、Ｑ
２のスイッチングが開始されて発振が始まる０以上が電
源スィッチＳＷが投入され、インバータ装置が発振に至
るまでの動作説明である。 次に放電灯ｅの寿命末期の際の動作を説明する。 放電灯のが寿命末期になると、一方のフィラメント上の
活性物質が完全に剥がれて、一方向のみの放電による「
直流点灯」となり、その極性により等価基本回路は第５
図（、）（ｂ）のようになる６イ）第５図（、）の動作
の場合 トランジスタＱ２がオンした場合、ループ■の電流が流
れ、コンデンサＣＩは図示の方向に一挙に直流電源Ｅの
電圧Ｅｖまで充電される０次に、トランジスタＱ、がオ
ンすると、コンデンサＣ５の放電電流が破線で示すよう
にコンデンサＣ２を通してわずかに流れるが、ＣＩ　＞
＞　Ｃ２であるため。コンデンサＣ８の電位はＥｖのま
まを維持する。ここに、電圧検出回路部１の両端電圧ｅ
４は、Ｃ４＝ｅｏ　−ｅｅ　。 で求まるから、Ｃ４の電圧はＯレベルとなる。このため
、第２図の抵抗Ｒ１の両端電圧もＯレベルとなり、トラ
ンジスタＱ５はオフとなって、トランジスタＱ、は直流
電源Ｖｃｃと抵抗Ｒ，によりダイオードＤ、を介してバ
イアスされるので、トランジスタＱ４はオン状態となる
。これにより、駆動トランスＴ１の巻Ｍｎ４はダイオー
ドＤ、を介して短絡されるため、発振はいったん停止す
る。更に本発明では第２図に示すように、放電灯αの寿
命末期時は放電灯ｔの整流作用ｄにより、コンデンサＣ
２に流れる電流が大きくなり、駆動トランスＴ１の巻＃
ｉｎ＋に流れる電流も大きくなる。このため巻線ｎ４に
発生する電圧は正常点灯時より大きくなる。 従って、電流検出回路部５の抵抗Ｒ９に発生する電圧も
大きくなる。この時の電圧をＥ　２１とすれば、抵抗Ｒ
４，Ｒ７により、 ＶＺ＜Ｅ２’ となるように設定しておくと、コンパレータ■Ｃ１の出
力端はＨレベルとなり、トランジスタＱ、がオンとなる
ので、上記で説明したように発振をいったん停止させる
ことができる。このように本発明では電圧検出回路部１
または電流検出回路部５のどちらでも放電灯のの寿命末
期のｌＦ５図（ａ）の極性の場合を検出することができ
る。更に本発明では発振が一度停止すると、その間にコ
ンデンサＣ１が抵抗Ｒ１゜、Ｒ１を通してＥｖまで充電
され、放電ループがないので、抵抗ＲＩＩの両端電圧は
Ｌレベルを維持する。このためトランジスタＱ、はオフ
状態となり、トランジスタＱ、はオン状態を維持し、駆
動トランスＴ１の巻線ｎ４は短絡状態となって発振の停
止を継続させることができる０以上のように本発明にお
ける電圧検出回路部１は放電灯ａの寿命の末期を検出す
るほかに、発振を停止させるとともにこの停止を保持す
る機能ら持っている。 口）第５図（ｂ）の動作の場合 この場合は電源スィッチＳＷを閉じた時、コンデンサＣ
Ｉは■のループによって電圧検出回路部１のインピーダ
ンスを通して図示の方向に充電される（電圧ｅｃ＋）。 コンデンサＣ１はＣ１・Ｒｏで決まられる時定数で充電
されるが、電圧検出回路部３のインピーダンスＲ０は放
電灯ｌのインピーダンス値ｒと比較すると非常に高いイ
ンピーダンス値のらのが選ばれているので、すぐにイン
バータ装置が発振を開始し、トランジスタＱ、がオンす
るとループ■に電流が流れ、コンデンサＣ１は図示と逆
方向に充電される。この時、放電灯ｐのインピーダンス
値ｒは非常な低インピーダンスであるために、コンデン
サＣＩは一挙に図示の方向と逆向きにＥまで充電される
。次にトランジスタＱ２がオンした場合、ループ■で電
流が流れようとするが、放電灯ｌは図示の極性で直流点
灯を行なっているので、このループ■は存在しない。更
に、トランジスタＱ２がオフし、トランジスタＱ１がオ
ンするまでの間にコンデンサＣ１はループ■によりわず
かに充電されるが、すぐにトランジスタＱ。 がオンするので、ループ■による大きな電流でコンデン
サＣ１は図示と逆方向にＥまで充電されることになる。 このように第５図（ｂ）の場合、コンデンサＣ１は図示
と逆方向にＥまで充Ｔｉされることになり、電圧検出回
路？ＩＳ１の両端に生じる電圧ｅ１．ｔｅｏの電圧Ｅｖ
にｅｅｌの電圧が加わるので、ｅ、＝２Ｅｖとなる。こ
こで第２図の電圧検出用分圧抵抗Ｒ１＋の電圧Ｅ２は正
常、つ；対峙の約４倍となるので、コンパレータＩＣ，
の反転入力端子への基準電圧Ｖｚを Ｅ　２　＞　Ｖ　２　＞　Ｅ　＋ （Ｅ２叫４Ｅ、、Ｅ、は正常点灯時のもの）となるもの
を選んでおけば、コンパレータＩＣ。 の出力端はＨレベルとなって、トランジスタＱ４がオン
し、駆動トランスＴ１の巻線ｎ４が短絡されるので、イ
ンバータ装置の発振が停止する。 また電流検出回路部４では第 図で説明したように、放電灯の寿命末期は放電灯の整流
作泪によりコンデンサＣ２に流れる電流が大きくなり、
駆動トランスＴ１の巻線ｎ、に流れる電流も大きくなる
。このため、巻線ｎ、に発生する電圧ｅは正常点灯時よ
り大きくなる。従って、電流検出回路部５の抵抗Ｒ１に
発生する電圧も大きくなる。この時の電圧をＥ２′とす
れば、抵抗Ｒ１゜Ｒ５により、 Ｖｚ＜Ｅ、” となるように設定しておくと、コンパレータ■ｃ１の出
力端はＨレベルとなり、トランジスタＱ、がオンとなっ
て、駆動トランスＴ１の巻線ｎ４が短絡されて発振が停
止する。このように本発明では電圧検出回路部１＊たけ
電流検出回路部５のどちらでも、放電灯αの寿命末期の
第５図（ｂ）の極性の場合を検出することができる。ま
た本発明では発振が一度停止すると、上記で説明したよ
うに、電圧検出回路部３により発振の停止を保持するこ
とができる。（′ｉ４流検出回路部５のみでは発振の停
止は保持できない、これは一度発振が停止すると、コン
パレータ■Ｃ＋の出力がすぐにＬレベルとなり、また発
振がＩＪＲ始されるためである。 次にグロー放電時の動作を説明する。従来例で説明した
ように、高い放電開始電圧を必要とする低温時やフィラ
メントが切断して十分フィラメントを加熱することがで
きず、アーク放電に至らない場合はグロー放電となる。 この時、前述のようにトランジスタＱ、、Ｑ２には大き
な共振電流が流れ、これが長時間継続するとトランジス
タＱ　、、Ｑ２のスイッチングロスが増加して熱暴走で
破壊に至るおそれがある。ところが電圧検出回路部１の
両端電圧は、この場合、はぼ正常点灯時と等しいために
、ここではグロー放電の状態を検出することができない
。 そこで本発明ではトランジスタＱ、、Ｑ２に流れる大き
な共振電流、すなわち駆動トランスＴ、の巻線ｎ、に流
れる電流を巻線ｎ、により、電圧として検出する。この
場合、電流検出回路部４の抵抗Ｒ１に生じる直流電圧は
、正常点灯時と比較してはるかに大きい（はぼ寿命末期
時と等しい）ので、コンパレータＩＣ，の出力端がＨレ
ベルとなって、トランジスタＱ４がオン状態となり、駆
動トランスＴ、の巻ａｎ、を短絡し、発振を停止させる
ことができる。発振が停止すると電圧検出回路部１によ
り発振の停止を保持させることができる。 次に無負荷時の動作を説明する。無負荷の際は回路中に
は大きな共振電流が流れるので、駆動トランスＴ、の巻
＃Ｘｎ＋にも共振電流が流れ、巻線１１４の電圧が増加
する。このため電流検出回路部５の抵抗Ｒ３の両端電圧
Ｅ２゛は Ｅ２’＞ＶＺ となり、コンパレータ■Ｃ３の出力端がＨレベルとなっ
てトランジスタＱ、がオン状態となり、駆動トランスＴ
１の巻＃ｉ　ｎ　４が短絡され、発振が停止する０発振
が一度停止すると電圧検出回路部１により発振の停止を
保持させることができる。 また電圧検出回路部１においても従来例で説明したよう
に無負荷状態を検出し、発振の停止を保持させることが
できる。 火１１」工 第６図に実施例２を示す。ここでは第２図回路のダイオ
ードＤ、を短絡し、ダイオードＤｔを開放としたことに
特徴を備えており、電流検出回路部５では放電灯ｔの０
命末刻時、第５図（ａ）（ｂ）及びグロー放電の状態、
並びに無負荷時を過電流で検出して発振を停止させる。 電圧検出回路部１では放電灯ｔの寿命末期時の第５図（
、）の極性時及び無負荷時を検出し、発振を停止させ、
またこの停止状態を維持させる機能がある。− 実」１列」− ＃Ｓ７図は実施例３を示すもので、異常時、トランジス
タＱ、、Ｑ２に流れる大電流をトランジスタＱ２のエミ
ッタと直流電源Ｅの負極端子側に接続したエミッタ抵抗
Ｒ１２により検出するようにしたものである。 実施例４ 第８図は実施例４を示している。この実施例４は蛍光灯
のような放電灯ｔで電源投入時、まず放電灯αのフィラ
メントを十分加熱してから電極の両端に電圧を印加して
、α灯させるものである。電源Ｅとしては、ここでは倍
電圧整流回路７を使用している。 電圧投入時、起動回路６が動作を始め、トランジスタＱ
２にパルスを印加する。また前述のようにコンデンサＣ
１は電ｒＡＥにより電圧検出回路部１の抵抗Ｒ１゜、Ｒ
１を通して急速に充電される。 これによって抵抗Ｒ１＋の両端に電圧が発生し、この電
圧によりトランジスタＱ７をオンさせ、トランジスタＱ
６をオフ状態とし、駆動トランスＴ１に設けた巻線ｎ、
を開放状態とする。この開放によりインバータ回路の発
振動作が開始される。また本実施例では電源投入時、予
熱用のスイッチｓｗｒ（ここではリレーＲＹを使用して
いるが半導体スイッチなどでもよい）を閉じた状態とし
ているので、インバータ装置の発振出力により蛍光灯の
ような放電灯αのフィラメントが中分子熱され、任意の
設定時間の後、スイッチＳＷｆを開き、放電灯αの両端
に二次電圧を印加して放電灯ｔを点灯させる。この設定
時間はタイマー用ＩＣやディスクリート部品で組んだタ
イマーなどでもよいが、この実施例ではオペアンプで形
成されたコンパレータＩＣ２によって予熱時間を得てい
る。コンパレータ■Ｃ２の反転入力端子には直流電源Ｖ
ｃｅを抵抗Ｒ，２，Ｒ，，で分圧したものを基準電圧Ｖ
ｒとして入力される。コンパレータ■Ｃ２の非反転入力
端子には抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ６にょる充電回路と
の接続点の電圧Ｖｉが入力される。 電源投入時はコンデンサＣ６が充電されていないので、 Ｖｉ＜Ｖｒ となり、コンパレータＩＣ，の出力端はＬレベル（零電
位）となり、トランジスタＱ、はオフ状態となる。 ここでスイッチＳＷｒは常開型のリレーＲＹを使用シテ
いるので、放電灯αはフィラメントが予１％される。や
がてコンデンサＣ１が抵抗Ｒ１４により充電され、Ｖｉ
＞Ｖｒになると、コンパレータＩＣ２の出力端はＨレベ
ル（この場合はＶｅｃ）となり、トランジスタＱ、がオ
ン状態になる。するとリレーＲＹの接点であるスイッチ
ＳＷｆが開いて放電灯ｔが、く灯する。電源投入後、ス
イッチＳＷｆがオンしている時間はＣ５・ＲＩ４の時定
数または抵抗Ｒ，２，Ｒ，，により基準電圧Ｖｒを変え
ることにより、任意に設定することができる。又コンパ
レータＩＣ２の入力端の極性を変えることにより、同様
に使用できる。 次に本実施例においても電流検出回路部５すなわち駆動
トランスＴ、の巻＠　ｎ、の電圧をダイオードＤ、によ
り整流し、抵抗Ｒ４−Ｒｓにより分圧して検出して、放
電灯ｔの正常点灯および異常時を比較している。比較回
路部４としては、オペアンプからなるコンパレータＩＣ
，′４？を使用している。 コンパレータ■Ｃ１の反転入力端子には基準電圧Ｖｚが
入力されている。この場合はツェナーダイオードにより
基準電圧をつ（っているが、電池などでもよい、コンパ
レータＩＣ，の非反転入力端子には電流検出回路部５の
出力電圧Ｖｉｎが入力される。放電灯のが正常貞対峙及
び予熱時は検出電圧Ｖｉｎが低く、　　　　Ｖｉｎ＜Ｖ
ｚであるため、コンパレータＩＣ，の出力端はＬレベル
になっている。しかし、放電灯αの寿命末期などトラン
ジスタＱ、、Ｑ、に大電流が流れる時には、駆動トラン
スＴ、の巻線ｎ１にも大電流が流れ、巻線１１４に発生
する電圧が増大する。そこで検出電圧Ｖｉｎは Ｖｉｎ＞Ｖｚ になる、コンパレータＩＣ，の出力端はＨレベルになり
、トランジスタＱ４がオンしてコンデンサＣ１が放電さ
れる。コンパレータ■Ｃ２の非反転入力端子は電位が零
となるので、コンパレータＩＣ２の出力端はＬレベルと
なって、トランジスタＱ５はオフし、スイッチＳＷｒが
閉じ、予熱の状態になる。予熱の状態はインバータ装置
のトランシス゛りＱ、、Ｑ、に流れる電流が小さくなり
、装置にはなんら影響を及ぼさない。予熱モードでは駆
動トランスＴ１の巻線ｎ、により検出される検出電圧Ｖ
ｉｎは低下し、 Ｖ　ｉｎ＜　Ｖｚ になるのでコンパレータＩＣ，の出力端はＬレベルにな
り、トランジスタＱ４はオフする。トランジスタＱ４が
オフするとコンデンサＣ７が抵抗Ｒ１４により充電され
るので Ｖｉ＜Ｖｒ となり、コンパレータＩＣ，の出力端はＨレベルとなり
、トランジスタＱ、がオンしてスイッチＳＷｆが開く、
放電灯αが異常状態（寿命末期など）の時は、上記の動
作を繰り返し、インバータ装置が保護される。予熱モー
ドと点灯モードを繰り返すわけである。 次にフィラメント断線時における動作について説明する
。フィラメントが断線していると、電源投入時、スイッ
チＳＷｆが閉じていてもフィラメントは全く予熱されな
い。この時、放電灯のにはインバータ装置の二次電圧が
印加されるが、フィラメントが十分予熱されていないの
で、放電灯のはアーク放電に至らすグミ−放電になるこ
とがある。この場合駆動トランスＴ、の巻＃ｉｎ＋には
大電流が流れるので、電流検出回路部５の巻Ｍｎ、によ
る検出電圧Ｖｉｎは Ｖ　ｉｎ＜　Ｖｚ となり、コンパレータＩＣ，の出力端はＨレベルになり
、コンデンサＣ９の充電電荷が放電されてリセットされ
、コンパレータＩＣ２の出力端がＬレベルとなり、スイ
ッチＳＷｆが閉じる。しかし、放電灯ごのフィラメント
が切れているため予熱モードにはならず、トランジスタ
Ｑ、、Ｑ２には過電流が流れ続けて破壊に至る。そこで
、本実施例においては、フンパレータＩＣ０の出力端の
Ｈレベルの信号により、ダイオードＤ１、抵抗Ｒ１，を
介してコンデンサＣ６を充電し、その充電電圧でトラン
ジスタＱ、をオンさせて強制的に電圧検出回路？ｌｌ５
１の抵抗Ｒ１＋の両端電圧な零電位にし、トランジスタ
Ｑ７をオフ、トランジスタＱ６をオンとすることにより
、８線ｎ、を短絡し、インバータ装置の発振を停止させ
る。発振が停止すると、コンデンサＣＩが電源電圧Ｅｖ
まで抵抗Ｒ１゜ｆＲ１＋により充電されるので、電圧検
出回路部１の電圧ｅは零となり、トランジスタＱ、はオ
フ、トランジスタＱ、はオンとなり、巻＃ｉ　ｎ　＝が
短絡されて発振の停止が継続される。発振停止後、第８
図における起動回路６は動作し、トランジスタＱ２にパ
ルスが印加されるが、駆動トランスＴ、の巻＃ｉ　ｎ　
、が短絡されているので、トランジスタＱ、、Ｑ２のベ
ースに帰還されずに発振には至らない。コンデンサＣ７
１Ｃｓはインバータ装置の雑音防止用であり、両者の接
続、？！、が器具を介して電源Ｅのアースに接続　−さ
れている。コンデンサＣ，はなくても同等の効果が得ら
れる。尚ツェナーダイオードＺＤ２は定電圧の電源を得
るためのツェナーダイオードであり、コンデンサＣ１は
平滑コンデンサである。また抵抗Ｒ＋ｇは降圧用抵抗で
ある。

【発明の効果】

本発明は以上のように構成したインバータ装置において
、負荷回路に生じる電圧を検出する電圧検出回部及びス
イッチング素子のスイッチングによって流れるスイッチ
ング電流を検出する電流検出回路部を備え、これらの電
圧検出回路部及び電流検出回路部で夫々検出した検出電
圧のレベル、検出電流のレベルにより負荷回路の放電灯
の特命末期、異常放電、無負荷状態等の異常を検出して
少なくともいずれか一方の検出回路部の異常検出時に上
記スイッチング素子のスイッチング動作を制限するよう
にしたので、放電灯のフィラメント切れなどによる無負
荷状態やをグロー放電等を含めた異常状態を確実に検出
することができるもので、負荷回路の電圧検出と、スイ
ッチング電流の検出とを夫々行い且つ異常状態検出時に
発振を制限するから、上記異常検出が確実に行えるとと
もにスイッチング素子のスイッチングロスによる破壊を
未然に防止でき、高い信頼性が得られるという効果を奏
する。

【図面の簡単な説明】

ｆｊＳ１図は本発明の実施例１の概略回路構成図、第２
図は同上の具体回路図、第３図は同上の動作説明図、第
４図は同上の動作説明用波形図、第５図（ａ）（Ｉｔ）
は同上の動作説明用等価回路図、第６図は本発明の実施
例２の具体回路図、第７図は本発明の実施例３の具体回
路図、第８図は本発明の実施例４の具体回路図、第９図
は従来例の具体回路図、第１０図、第１１図は改良され
た従来例の概略回路構成図、第１２図は同上の動作説明
用の等価回路図、ｔｊＳ１３図は放電の電圧−電流特性
図、第１４図はグロー放電時の動作説明用の第１０図図
示の従来例回路の等価回路図であり、αは放電灯、１は
電圧検出回路部、５は電流検出回路部、Ｑｌ、Ｑ２はト
ランジスタ、Ｑａ、Ｑｂはスイッチング素子、Ｃ，、Ｃ
２はコンデンサ、Ｌｌはチョークである。 代理人　弁理士　百　Ｆｉｌ　　艮　七第１図 智保　　　□

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流を所定周期で交互にオンオフする対のスイッ
   チング素子と並列に接続し、少なくとも一方のスイッチ
   ング素子と並列にコンデンサを介してインダクタンス素
   子と、放電灯とを含む負荷回路を接続するとともに放電
   灯に並列的に別のコンデンサを接続したインバータ装置
   において、負荷回路に生じる電圧を検出する電圧検出回
   部及びスイッチング素子のスイッチングによって流れる
   スイッチング電流を検出する電流検出回路部を備え、こ
   れらの電圧検出回路部及び電流検出回路部で夫々検出し
   た検出電圧のレベル、検出電流のレベルにより負荷回路
   の放電灯の寿命末期、異常放電、無負荷状態等の異常を
   検出して少なくともいずれか一方の検出回路部の異常検
   出時に上記スイッチング素子のスイッチング動作を制限
   するように制御することを特徴とするインバータ装置。