JPS62204629A - エコ−キヤンセラにおける可変利得増幅器の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はＣＣＩＴＴ勧告ｖ、勧告例準じたエコーキャン
セラにおける可変利得増幅器の制御装置に関する。

（従来の技術） 衛星通信等の長距離電話回線では、相手側のハイブリッ
ド回路を通して自分の声が遅延されて戻ってくるために
エコーとなり通話に著しい障害を与えるという現象がみ
られる。これを防ぐため、従来は送受レベルの比較をし
てスイッチ動作によりエコーを抑圧するエコー抑圧器が
用いられていた。しかし、スイッチ動作を伴うため、話
頭切断等により通話品質に影響を与えていた。これを改
善するために考えられたのがエコーキャンセラである。

このエコーキャンセラの、動作原理を簡単に説明すると
、加入者側のエコー径路の特性を推定し、推定されたエ
コー径路の特性と受信信号とから擬似エコー信号を演算
により発生させ、これを送信側の信号から差し引くこと
によってエコーを消去するものである。

ここで、ＣＣＩＴＴ勧告Ｖ、勧告例準じたエコーキャン
セラ付２線式全２重モデムが［アイイーイーイー　ジャ
ーナル　オン　セレクテッド　エリアズ　イン　コミュ
ニケーション　（ＩＥＥＥＪＯＵＲＮＡＬ　ＯＮ　５Ｅ
ＬＥＣＴＥＤ　ＡＲＥＡＳ　　ＩＮＣＯＭＭＵＩ　ＣＡ
Ｔ　Ｉ　ＯＮ　）Ｊ、　ＶＯＬ、Ｓ　Ａ　Ｃ−２、Ａ　
５Ｐ、　７２２〜７３０に開示されているので、これを
もって以下説明する。

第７図は従来のエコーキャンセラ周辺の構成を示すブロ
ック図である。１は送信フィルタ、２はｖｍ器、３はＤ
　／　Ａコンバータ、４，６Ｈバイパスフイルタ（以下
、ＢＰＦと略す）、５はハイブリッド回路、７はＡ／Ｄ
コンバータ、８はエコーキャンセラ回路、９は平衡回路
網（以下、ＢＮと略す）である。

次に、動作を説明すると、送信シンボルは送信フィルタ
１、変調器２、Ｄ／Ａコンバータ３及びＢＰＦ４を介し
てハイブリッド回路５に入力されて２線式の電話回線に
送出される（信号ａ）。一方、相手側モデムからのキャ
リア信号はハイブリッド回路５を介してＢＰＦ６に入力
される（信号ｂ）。しかし、この場合にハイブリッド回
路５の不整合による信号の漏れが必ず存在し、エコー成
分として受信信号と共にＢＰＦ６を介してＡ／Ｄコンバ
ータ７に入力される（信号ｃ　、　ｃ’、ここで、信号
Ｃは自局のハイブリッド回路での漏れ、信号Ｃ′は相手
局のハイブリッド回路からの漏れ）。また、エコーキャ
ンセラ回路８では送信シンボルを元にエコー成分と同じ
波形を作シ出し、受信信号よシ減算すること【よシ、本
来の相手側モデムよシの信号成分のみを抽出する。ここ
で、Ａ／Ｄコンバータ７は受信ダイナミックレンジｔ　
４０　ｄＢ　Ｈ度確保するため最低１４　ｂｉｔ程度必
要である。また、平衡回路網９はハイブリッド回路５に
おける反射を最小にするだめのもので、自動調整型の場
合にはエコーキャンセラのトレーニングに先立って最適
値に調整される。

（発明が解決しようとする問題点） しかしながら、上記構成の装置では受信ダイナミックレ
ンジを広く得ようとすると、Ａ／Ｄコンバータのビット
精度が多く必要であ、９、Ａ／Ｄコンバータが高価にな
ると云う問題点と、低レベル受信時にデｌジタル信号処
理におけるビット精度が悪くなるという欠点がある。こ
の欠点を解決するためにＡ／Ｄコンバータの前段に可変
利得増幅器を入れる方法が考えられるが、エコーキャン
セラの収束後に利得制御を行なうと、エコー成分のレベ
ルも同時に変化してしまいエコーキャンセラ回路がその
レベル変化に追従できず、結果としてエコーキャンセラ
のエコー除去性能が大幅に劣化してしまうという欠点が
ある。

本発明はこれらの問題点を解決するためのもので、エコ
ーキャンセラのエコー除去特性に悪影響を与えずにデｌ
ジタル信号処理部の低レベル受信時のビット精度の劣化
を防ぐとともに廉価なビット精度の少なくてよいＡ／Ｄ
コンバータを使用し装置全体として廉価に構成できるエ
コーキャンセラにおける可変利得増幅器の制御装置を提
供できる。

（問題点を解決するための手段） 本発明は、前記問題点を解決するために送受信側を線路
に結合するハイブリッド回路における送信信号の送信側
へのエコーを消去するエコーキャンセラにおいて次の構
成要素を具備したことに特徴がある。それは、フィルタ
部、切換部、可変利得増幅器、Ａ／Ｄ変換部、レベル計
算部及び利得制御部である。詳細には、フィルタ部ｌは
ハイブリッド回路を介して受信した特定信号を除去する
。

切換部は特定信号をフィルタ部に入力させるか否か切換
える。可変利得増幅器はフィルタ部を介した信号又は介
さなかった信号の利得を増幅する。

Ａ／Ｄ変換部は可変利得増幅器からの信号をアナログ−
デジタル変換する。レベル計算部はＡ／Ｄ変換部により
アナログ−デジタル変換された信号のレベルを計算する
。利得制御部はレベル計算部により計算されたレベルに
基づいて可変利得増幅器を制御する。

（作用） 倍信号を、先ず切換部によりフィルタ部に入力させたと
き、特定信号が除去された受信信号を抽出させて可変利
得増幅器、Ａ／Ｄ変換部及びレベル計算部を介してその
信号のレベルを計算しておく。

次に、切換部によりフィルタ部に入力させなかったとき
、ハイブリッド回路からの受信信号をそのまま可変利得
増幅器、Ａ／Ｄ変換部及びレベル計算部を介してその信
号のレベルを計算しておく。

利得制御部では各レベルに基づいて可変利得増幅器を制
御する。

したがって、本発明は前記問題点を解決でき、エコーキ
ャンセラの収束等に悪影響を与えることな（Ａ／Ｄ変換
部の入力レベルを最適値にすることができるとともに、
Ａ／Ｄ変換部のビット精度の削減による低価格化、低レ
ベル受信時のエコーキャンセラの演算精度の向上を図る
ことができる。

（実施例） 以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説明する。

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図であシ、第
２図はＣＣＩＴＴ勧告ｖ、３２のスタートアップシーケ
ンスを示す図である。

はじめに、第２図に従ってＣＣＩＴＴ勧告Ｖ。

３２のスタートアップシーケンスを説明スる。コール側
モデムとアンサ−側モデムの間の回線接続が完了すると
、アンサ−側モデムは、アンサ−トーン（以下、ＡＮＳ
と略す）　（２１００Ｈ２）に続いてＣＣＩＴＴ勧告Ｖ
、３２でのポイントＡとＣを交互に送出するシーケンス
に入る。また、コール側モデムは、ポイントＡを送出す
るシーケンスに入る。

このシーケンスは主にエコーキャンセラのための回線の
伝播遅延時間の測点に使用されるが、ポイントＡ送出の
場合の信号の周波数スペクトラムは信号Ａの周波数スペ
クトラムを示す特性図である第３図かられかるようにキ
ャリア周波数である１８００Ｈｚに、又ＡとＣの交互送
出の場合は信号ＡＣの周波数スペクトラムを示す特性図
である第４図かられかるように６００Ｈｚと３０００　
Ｈｚとなる。アンサ−側モデムは、次に自局のエコーキ
ャンセラを収束させるためのトレーニング■を送出し、
エコーキャンセラの収束動作を行う。このトレーニング
が終了すると、次はコール側モデムが同様にトレーニン
グ■ヲ送出し、エコーキャンセラを収束させる。

この様にスタートアップシーケンス中で信号Ａ送出と信
号ＡＣ送出は同時期に両方向から行なわれ、エコーキャ
ンセラの収束動作は独立にトレーニング■とトレーニン
グ■で行なわれる。ノ１イブリッド回路用平衡回路網の
自動調整を行う場合には、それぞれトレーニング■とト
レーニング■の初期に行う。

次に、第１図に示した本実施例の構成を説明する。同図
において、第７図と同じ参照符号は同じ要素を示す。異
なる構成要素として、１０は平衡回路網制御回路（以下
、ＢＮ制御回路と略す）、１１゜１２はフィルタ回路、
１３はスイッチ、１４は可変利得増幅器、１５はレベル
計算回路、１６は利得制御回路である。ここで、フィル
タ回路１１は第５図に示すように１８００　Ｈｚ成分の
みを通過させるバンドパスフィルタであり、フィルタ回
路■２は第６図に示すように１８００Ｈｚ成分のみを除
去するフィルタである。また、スイッチ１３はフィルタ
回路１１　、１２又はハイブリッド回路５の出力そのま
まを選択する。

次に、本実施例の動作を説明する。

まず、コール側のモデムについて説明する。

コール側のモデムでは、スイッチ１３をフィルタ回路Ｉ
２側にしておく。そして、上述したスタートアップシー
ケンスに従って信号Ａの送出を始める。

同時に、受信側では、レベル計算回路１５により受信レ
ベルの計算をする。自局の送信信号は１８００Ｈｚであ
るので、フィルタ回路１２によりカットされ、フィルタ
回路１２の出力は相手側モデムよりの受信信号のみとな
シ、受信レベルが正確に計算される。この時に計算した
レベルをＬｌとして記憶しておく。その後、スイッチ１
３はハイブリッド回路５側にしておき相手側モデムのト
レーニング■の終了を待つ。次に、トレーニング■を送
出開始し、ＢＨ３が最適値となった時点で再度受信レベ
ルを計算する。この時には、相手側モデムの信号は停止
しているので自局のエコーレベルのみが計算され、この
レベルをＬ２とする。ここで、先に計算したり、とＬ２
を比較し、Ｌ　１＞　Ｌ　２の場合Ｌ１を、Ｌ＋　＜　
Ｌ２の場合はＬ２を基準として、利得制御回路１６を動
作させ、可変利得増幅器１４の利得を制御し、その後は
通信終了まで利得を固定しておく。

次に、アンサ−側のモデムについて説明する。

アンサ−側のモデムではスタートアップシーケンスの開
始に先だってスイッチ１３をフィルタ回路１１側に設定
する。そして、スタートアップシーケンスに従って信号
ＡＣを送出し、同時に受信部では、受信レベルの計算を
始める。自局の送信信号の周波数スペクトラムは６００
Ｈｚと３０００Ｈ２のみなのでフィルタ回路１１の出力
は、相手側モデムの信号のみとなシ、受信レベルが正確
に計算され、このレベルをＬ３とする。次に、スイッチ
１３をハイブリッド回路５側とり、トレーニング■を送
出開始し、ＢＨ３が最適値となった時点で再度受信レベ
ルを計算してこのレベルをＬ４とする。この後は、コー
ル側モデムと同様にＬ３とＬ４を比較し、可変利得増幅
器１４の利得を決定する。

（発明の効果） 以上説明したように、本発明によれば、エコーキャンセ
ラの収束等に悪影響を与えることなくＡ／Ｄコンバータ
の入力レベルを最適値にすることができるとともに、Ａ
／Ｄコンバータのビット精度の削減による低価格化、低
レベル受信時におけるデグジタル信号の演算精度の向上
を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
ＣＣＩＴＴ勧告Ｖ、３２のスタートアップシーケンスを
示す図、第３図は第２図の信号Ａの周波数スペクトラム
を示す図、第４図は第２図の信号ＡＣの周波数スペクト
ラムを示す図、第５図は第１図のフィルタ回路１１の周
波数特性を示す図、第６図は第１図のフィルタ回路１２
の周波数特性を示す図、第７図は従来のエコーキャンセ
ラ周辺の構成を示すブロック図である。 １・・・送信フィルタ、２・・・変調器、３・・・Ｄ／
Ａコンバータ、４，６・・・バイパスフィルタ、７°°
Ａ／Ｄコンバータ、８・・・エコーキャンセラ回路、９
・・・平衡回路網、１０・・・平衡回路網制御回路、１
１　、１２・・・フィルタ回路、１３・・・スイッチ、
１４・・・可変利得増幅器、１５・・・レベル計算回路
、１６・・・利得制御回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 送受信側を線路に結合するハイブリッド回路における送
   信信号の受信側へのエコーを消去するエコーキャンセラ
   において、 前記ハイブリッド回路を介して受信した特定信号を除去
   するフィルタ部と、 前記特定信号を前記フィルタ部に入力させるか否かを切
   換える切換部と、 該フィルタ部を介した信号又は介さなかった信号の利得
   を増幅する可変利得増幅器と、 該可変利得増幅器からの信号をアナログ−デジタル変換
   するＡ／Ｄ変換部と、 該Ａ／Ｄ変換部によりアナログ−デジタル変換された信
   号のレベルを計算するレベル計算部と、該レベル計算部
   により計算されたレベルに基づいて前記可変利得増幅器
   を制御する利得制御部とを具備することを特徴とするエ
   コーキャンセラにおける可変利得増幅器の制御装置。