JPS6220796B2 - - Google Patents
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- JPS6220796B2 JPS6220796B2 JP54002382A JP238279A JPS6220796B2 JP S6220796 B2 JPS6220796 B2 JP S6220796B2 JP 54002382 A JP54002382 A JP 54002382A JP 238279 A JP238279 A JP 238279A JP S6220796 B2 JPS6220796 B2 JP S6220796B2
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 13
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
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- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はインバータなどの可変周波数電源を用
いて誘導電動機を運転する場合のトルク制御方法
に関するものである。
いて誘導電動機を運転する場合のトルク制御方法
に関するものである。
従来、可変周波数電源で給電される誘導電動機
において、他励直流電動機のようなトルク制御と
応答を実現するために、一般にすべり周波数制御
方式が用いられているが、これは２次電流i2と２
次抵抗R2による電圧降下が、全磁束Φ０（以
下、単に磁束と呼ぶ）がすべり角周波数ωsです
べる誘起電圧に等しい関係を利用したものであ
る。
において、他励直流電動機のようなトルク制御と
応答を実現するために、一般にすべり周波数制御
方式が用いられているが、これは２次電流i2と２
次抵抗R2による電圧降下が、全磁束Φ０（以
下、単に磁束と呼ぶ）がすべり角周波数ωsです
べる誘起電圧に等しい関係を利用したものであ
る。
即ち、
ωsΦ０＝R2i2 ……(1)
から
ωs＝Ｒ２／Φ０i2＝Ｒ２／Ｍ・ｉ２／ｉ０…
…(2) ただしＭ：励磁インダクタンス i0：励磁電流 が成立するので、i0、i2のそれぞれ指令値I0、I3に
対してすべり角周波数ωsを設定することによつ
て磁束を一定に保つようにしたものである。
…(2) ただしＭ：励磁インダクタンス i0：励磁電流 が成立するので、i0、i2のそれぞれ指令値I0、I3に
対してすべり角周波数ωsを設定することによつ
て磁束を一定に保つようにしたものである。
ωs＝Ｒ２／Ｍ・Ｉ３／Ｉ０……(3)
したがつて、この方式の欠点の一つは原理的に
電動機の定数Ｒ２／Ｍを一定値としてすべり角周波数 ωsを設定しているために、定数が変つた場合
に、指令電流と電動機の実電流の対応が崩れるた
め、トルク特性に影響を与えることである。例え
ば、２次抵抗R2は通常の使用状態の温度変化に
よつて20％程度その値が変化するが、それに伴つ
て、トルク指令値I2に対するトルクもほぼ20％程
度変化する。
電動機の定数Ｒ２／Ｍを一定値としてすべり角周波数 ωsを設定しているために、定数が変つた場合
に、指令電流と電動機の実電流の対応が崩れるた
め、トルク特性に影響を与えることである。例え
ば、２次抵抗R2は通常の使用状態の温度変化に
よつて20％程度その値が変化するが、それに伴つ
て、トルク指令値I2に対するトルクもほぼ20％程
度変化する。
すなわち、従来のすべり周波数制御方式は、本
質的にトルク係数が電動機の使用温度によつて変
化する欠点を持つている。
質的にトルク係数が電動機の使用温度によつて変
化する欠点を持つている。
次に、構成上の難点は、誘導電動機のすべり周
波数のスリツプとしての値は、小さく、一般に数
％、大容量では１％以下であるために、このスリ
ツプを更に制御するため極めて検出精度の高い速
度検出手段を必要とすることである。
波数のスリツプとしての値は、小さく、一般に数
％、大容量では１％以下であるために、このスリ
ツプを更に制御するため極めて検出精度の高い速
度検出手段を必要とすることである。
このため、一般に位置検出器などによつて、速
度を周波数信号として検出し、すべり周波数信号
との演算を特殊な周波数加算器によつて行つてい
る。
度を周波数信号として検出し、すべり周波数信号
との演算を特殊な周波数加算器によつて行つてい
る。
したがつて、トルク制御のために、電動機回転
軸に特殊な位置検出器を装備すると共に、すべり
周波数演算用の特殊の回路を必要とするなど著し
く構成を複雑なものとする欠点があつた。
軸に特殊な位置検出器を装備すると共に、すべり
周波数演算用の特殊の回路を必要とするなど著し
く構成を複雑なものとする欠点があつた。
そこで本発明は、全く新規の制御原理で原理的
に電動機の定数の変化の影響を受けず、しかも単
純な構成で済むトルク制御方法を提供しようとす
るものである。
に電動機の定数の変化の影響を受けず、しかも単
純な構成で済むトルク制御方法を提供しようとす
るものである。
すなわち、本発明は誘導電動機のトルク制御の
理論を本質的にとらえなおし、誘導電動機の２次
回路に鎖交する磁速Φ０を一定値に保てば、電動
機の発生トルクＴは２次電流i2に比例するという
特性、 つまり、 Ｔ＝KtΦ0i2 ……(4) ただしKt：定数 であることに着目し、電動機の誘起電圧を検出
し、この電圧に比例した周波数で運転すれば必然
的にトルク制御系になるという原理で、従来方式
のような欠点のないトルク制御、つまり他励直流
電動機の特性と同等のトルク制御およびトルクの
応答を実現させたものである。
理論を本質的にとらえなおし、誘導電動機の２次
回路に鎖交する磁速Φ０を一定値に保てば、電動
機の発生トルクＴは２次電流i2に比例するという
特性、 つまり、 Ｔ＝KtΦ0i2 ……(4) ただしKt：定数 であることに着目し、電動機の誘起電圧を検出
し、この電圧に比例した周波数で運転すれば必然
的にトルク制御系になるという原理で、従来方式
のような欠点のないトルク制御、つまり他励直流
電動機の特性と同等のトルク制御およびトルクの
応答を実現させたものである。
以下、本発明の実施例について説明する。
第１図は２相誘導電動機に適用した場合の実施
例を示すもので、本装置は２相の誘導電動機IM
と、電動機の固定子巻線と同等の電圧検出巻線
DWを備えた電圧検出器VDと掛算器４〜７及び
加算器８，１０からなるベクトル演算器VEC
と、変流器１２，１３と帰還演算器９，１１と電
圧変換器AMPα，AMPβとから構成されてい
る。
例を示すもので、本装置は２相の誘導電動機IM
と、電動機の固定子巻線と同等の電圧検出巻線
DWを備えた電圧検出器VDと掛算器４〜７及び
加算器８，１０からなるベクトル演算器VEC
と、変流器１２，１３と帰還演算器９，１１と電
圧変換器AMPα，AMPβとから構成されてい
る。
前記電力変換器AMPα，AMPβは電流制御さ
れていて、指令入力１，２、すなわち等価２次電
流指令（１次側に換算した２次電流に対する指令
の意味）であるトルク指令電流I3と励磁指令電流
I0に応じて電動機IMの１次巻線に電流を流すよう
に配慮されており、また２相正弦波発生器OSC
は入力電圧に比例した周波数の２相正弦波を発生
する。そして、電圧検出器VDによつて検出され
た電動機の誘起電圧が２相正弦波発生器OSCの
入力電圧となるように構成されている。
れていて、指令入力１，２、すなわち等価２次電
流指令（１次側に換算した２次電流に対する指令
の意味）であるトルク指令電流I3と励磁指令電流
I0に応じて電動機IMの１次巻線に電流を流すよう
に配慮されており、また２相正弦波発生器OSC
は入力電圧に比例した周波数の２相正弦波を発生
する。そして、電圧検出器VDによつて検出され
た電動機の誘起電圧が２相正弦波発生器OSCの
入力電圧となるように構成されている。
さて、電動機の１次電流指令I1α，I1βは、励
磁指令電流I0とトルク指令電流I3の２相信号から
ベクトル演算器VECによつて次式に基づきつく
られる。
磁指令電流I0とトルク指令電流I3の２相信号から
ベクトル演算器VECによつて次式に基づきつく
られる。
I1α＝I0cosω0t−I3sinω0t ……(5)
I1β＝I0sinω0t＋I3cosω0t ……(6)
ただしωs：励磁電流の角周波数
そして、これら１次電流指令に相応した次式で
示されるような電流ｉα，ｉβが電力変換器
AMPα，AMPβを介して電動機IMの１次巻線に
供給される。
示されるような電流ｉα，ｉβが電力変換器
AMPα，AMPβを介して電動機IMの１次巻線に
供給される。
ｉα＝i0cosω0t−i3sinω0t ……(7)
ｉβ＝i0sinω0t＋i3cosω0t ……(8)
ただし
i0：I0に対する電動機電流
i3：I3に対する電動機電流
i0，i3は空間電流ベクトルで、１次電流ｉα，
ｉβはi0，i3をそれぞれ一定振巾とした場合、空
間電流ベクトルi0，i3を角速度ωsで回転させる電
流である。
ｉβはi0，i3をそれぞれ一定振巾とした場合、空
間電流ベクトルi0，i3を角速度ωsで回転させる電
流である。
すなわち、本発明の１次電流の与え方は独立に
設定できる指令電流I0，I3に対応して、それぞれ
回転磁界をつくる１次電流i0，i3を作るにある。
しかも、i0に対してi3は空間的にπ／２の位相差をも つように配慮されている。
設定できる指令電流I0，I3に対応して、それぞれ
回転磁界をつくる１次電流i0，i3を作るにある。
しかも、i0に対してi3は空間的にπ／２の位相差をも つように配慮されている。
次に磁束一定制御について述べる。
こゝでいう磁束は、厳密には電動機の２次回路
が鎖交する全磁束であり、誘起電圧はこの磁束に
対応する誘起電圧を固定子側からみたものであ
る。
が鎖交する全磁束であり、誘起電圧はこの磁束に
対応する誘起電圧を固定子側からみたものであ
る。
第２図は誘導電動機の等価回路で、Φ０は磁
束、e0は誘起電圧を示している。
束、e0は誘起電圧を示している。
誘起電圧e0は電圧検出巻線DWと電圧検出器VD
によつて検出され（検出の方法については後述）
２相正弦波発生器OSCの入力電圧として与え
る。２相正弦波発生器OSCは出力角周波数が入
力電圧に比例するように作られているので出力角
周波数ωcは次のようになる。
によつて検出され（検出の方法については後述）
２相正弦波発生器OSCの入力電圧として与え
る。２相正弦波発生器OSCは出力角周波数が入
力電圧に比例するように作られているので出力角
周波数ωcは次のようになる。
ωs＝Ke0 ……(9)
ただしＫ：比例定数
一方、誘起電圧e0は、実際の磁束をΦ0′、実際
の励磁電流i0′とすると、次式で表される。
の励磁電流i0′とすると、次式で表される。
e0＝Φ0′ωs＝Mi0′ωs ……(10)
したがつて
ωs＝KMi0′ωs ……(11)
より
KMi0′＝１ ……(12)
こゝで電動機の所定の磁速をΦ０＝Mi0として
定数Ｋを Ｋ＝１／Φ０＝１／Ｍｉ０ ……（13） に設定しておけば、式(12)より実際の励磁電流i0′が
設定の励磁電流i0に一致することになる。
定数Ｋを Ｋ＝１／Φ０＝１／Ｍｉ０ ……（13） に設定しておけば、式(12)より実際の励磁電流i0′が
設定の励磁電流i0に一致することになる。
これは、誘起電圧e0が１次電圧の大きさや、電
動機の回転数に関係なく、磁束とその角周波数だ
けで定まることによるもので、２相正弦波発生器
即ち周波数発生器の入出力の比例定数Ｋが磁束の
設定を行うことになる。
動機の回転数に関係なく、磁束とその角周波数だ
けで定まることによるもので、２相正弦波発生器
即ち周波数発生器の入出力の比例定数Ｋが磁束の
設定を行うことになる。
故に、磁束が所定の値一定に制御されれば、ト
ルク指令電流と２次電流は必然的に対応し、トル
クはトルク指令に比例することになる。
ルク指令電流と２次電流は必然的に対応し、トル
クはトルク指令に比例することになる。
次に、トルク指令電流I3が急変したときのトル
クの過度応答について説明する。
クの過度応答について説明する。
今、仮に電動機は無負荷で、同期角速度ωnで
運転されているとする。
運転されているとする。
I0＝i0、I3＝０で１次電流は励磁電流i0のみであ
る。又誘起電圧は電動機を２極として次式のよう
になる。
る。又誘起電圧は電動機を２極として次式のよう
になる。
e0＝ωnMi0 ……（14）
このとき、トルク指令電流I3がステツプ状に与
えられると、これに対応して２次電流i2が流れ、
磁束は既にi2に直交する方向につくられているか
ら、トルクは瞬時にi2に対応する。しかして時間
が経過してもI3に対応してi2を流し、磁束を一定
に保つ必要がある。
えられると、これに対応して２次電流i2が流れ、
磁束は既にi2に直交する方向につくられているか
ら、トルクは瞬時にi2に対応する。しかして時間
が経過してもI3に対応してi2を流し、磁束を一定
に保つ必要がある。
I3の入力によつてi2が流れと、２次抵抗R2に電
圧降下が誘起電圧として生じその誘起電圧は次の
ようになる。
圧降下が誘起電圧として生じその誘起電圧は次の
ようになる。
e0＝ωnMi0＋R2i2＝Mi0（ωn
＋Ｒ２ｉ２／Ｍｉ０） ……（15）
誘起電圧の場合、２次抵抗電圧降下はR2i2に相
当して角周波数ωi2を ωi2＝Ｒ２ｉ２／Ｍｉ０ だけ変化せしめる。ωi2による２次回路に生じる
誘起電圧をe2とすれば、e2は e2＝ωi2Φ０＝R2i2 ……（16） となる。つまり、i2を指令値I3に対して持続して
流すように制御する。又トルク指令電流I3に対応
して２次電流i2が流れるから磁束への変化も生じ
ず一定値に保たれる。
当して角周波数ωi2を ωi2＝Ｒ２ｉ２／Ｍｉ０ だけ変化せしめる。ωi2による２次回路に生じる
誘起電圧をe2とすれば、e2は e2＝ωi2Φ０＝R2i2 ……（16） となる。つまり、i2を指令値I3に対して持続して
流すように制御する。又トルク指令電流I3に対応
して２次電流i2が流れるから磁束への変化も生じ
ず一定値に保たれる。
すなわち、トルク指令の突変に対しても、磁束
一定の条件が保たれ、トルクの応答も瞬時的対応
をなすことがわかる。
一定の条件が保たれ、トルクの応答も瞬時的対応
をなすことがわかる。
第３図は本発明によるトルク指令電流I3とトル
クの関係を示す。
クの関係を示す。
次に誘起電圧e0の検出手段について述べよう。
この誘起電圧e0は、２次回路に鎖交する全磁束
にもとづく誘起電圧であつて、通常の空隙磁速に
よつて生じる空隙誘起電圧ｅgとは２次回路のも
れインダクタンスによる電圧分だけ異なる。
にもとづく誘起電圧であつて、通常の空隙磁速に
よつて生じる空隙誘起電圧ｅgとは２次回路のも
れインダクタンスによる電圧分だけ異なる。
しかし、定常的には、通常の誘起電動機ではe0
とｅgの値の差は殆んどない。過度的には２次電
流の急変によつてもれインダクタンスに大きな過
度電圧を生じる。
とｅgの値の差は殆んどない。過度的には２次電
流の急変によつてもれインダクタンスに大きな過
度電圧を生じる。
したがつて、空隙誘起電圧ｅgを検出して２次
もれインダクタンスの過度電圧を除けばe0として
用いることができる。
もれインダクタンスの過度電圧を除けばe0として
用いることができる。
第４図は誘起電圧検出回路の一例を示すもの
で、３相の電圧検出巻線DWを設けた場合であ
る。電圧検出器VDは３相ダイオードブリツジ回
路からなるもので、空隙誘起電圧ｅgに比例する
直流電圧gを得る。そして一方トルク指令電圧
I3を微分回路１４で微分すると共に２次もれイン
ダクタンスに相当する比例係数ｋeを乗じ、それ
を加算器１５でgから差し引き、所望の誘起電
圧e0に比例する直流電圧０を得ることができ
る。
で、３相の電圧検出巻線DWを設けた場合であ
る。電圧検出器VDは３相ダイオードブリツジ回
路からなるもので、空隙誘起電圧ｅgに比例する
直流電圧gを得る。そして一方トルク指令電圧
I3を微分回路１４で微分すると共に２次もれイン
ダクタンスに相当する比例係数ｋeを乗じ、それ
を加算器１５でgから差し引き、所望の誘起電
圧e0に比例する直流電圧０を得ることができ
る。
第５図は誘起電圧検出回路の異なる実施例を示
すもので、１次巻線の端子電圧を電圧検出VDで
直流電圧tとして検出し、これに１次巻線の抵
抗による電圧降下と１次と２次のもれインダクタ
ンスによる過度電圧を電流指令値I0，I3によつて
電圧補償器VDCを介して補償するようにして、
近似的に所望の誘起電圧を得るようにしたもので
ある。
すもので、１次巻線の端子電圧を電圧検出VDで
直流電圧tとして検出し、これに１次巻線の抵
抗による電圧降下と１次と２次のもれインダクタ
ンスによる過度電圧を電流指令値I0，I3によつて
電圧補償器VDCを介して補償するようにして、
近似的に所望の誘起電圧を得るようにしたもので
ある。
なお、第５図中１７，１８は定数器でk0，k3は
定数、１９は微分回路でｋは１次及び２次もれイ
ンダクタンスに相当する比例係数である。
定数、１９は微分回路でｋは１次及び２次もれイ
ンダクタンスに相当する比例係数である。
第６図は本発明を３相電流形インバータ駆動誘
導電動機へ応用した他の実施例を示すもので、こ
の実施例では３相誘導電動機IMの速度制御の例
を示している。
導電動機へ応用した他の実施例を示すもので、こ
の実施例では３相誘導電動機IMの速度制御の例
を示している。
この電動機駆動回路は、周知のように、電流制
御可能なサイリスタ・コンバータCOMと、120゜
通電形のサイリスタ・インバータINVおよび３相
誘導電動機IMから構成されている。
御可能なサイリスタ・コンバータCOMと、120゜
通電形のサイリスタ・インバータINVおよび３相
誘導電動機IMから構成されている。
そして、サイリスタ・コンバータCOMは移相
器PS、電流制御器ACRで電流制御され、指令に
応じた電流をインバータINVに与える。なおDCL
は直流リアクトル、CTは直流検出器である。
器PS、電流制御器ACRで電流制御され、指令に
応じた電流をインバータINVに与える。なおDCL
は直流リアクトル、CTは直流検出器である。
またインバータINVは、リングカウンタRC、
ゲート回路GCによつて120゜通電幅の方形波電流
を出力する。
ゲート回路GCによつて120゜通電幅の方形波電流
を出力する。
そうして、前述の本発明の方法によつて電動機
の誘起電圧が電圧検出器VDによつて検出されて
周波数発生器FCに与えられる。
の誘起電圧が電圧検出器VDによつて検出されて
周波数発生器FCに与えられる。
この電圧と周波数の関係は、電動機所定の電
圧／周波数になるように設定される。
圧／周波数になるように設定される。
又基本的原理で述べた励磁指令電流I0とトルク
指令電流I3に対応する電動機の１次電流特性を
夫々直交させるために、本実施例では位相補償器
PCを用いている。これはトルク指令電流I3の変
化を周波数の変化としてとられたもので、位相補
償器PCの出力電力も周波数発生器FCの入力に加
えられる。
指令電流I3に対応する電動機の１次電流特性を
夫々直交させるために、本実施例では位相補償器
PCを用いている。これはトルク指令電流I3の変
化を周波数の変化としてとられたもので、位相補
償器PCの出力電力も周波数発生器FCの入力に加
えられる。
一方、速度制御は、速度設定器REOの設定電
圧REOと速度発電機TGからの速度検出電圧ｅsp
との偏差Δｅsが速度制御器SCRを介してトルク
指令電圧I3をつくり、この指令値I3は電動機所定
の励磁指令電流I0と実効値演算器RMSに与えられ
てI1＝√0 2＋3 2とされ、電動機IMの１次電流指
令として与えられる。
圧REOと速度発電機TGからの速度検出電圧ｅsp
との偏差Δｅsが速度制御器SCRを介してトルク
指令電圧I3をつくり、この指令値I3は電動機所定
の励磁指令電流I0と実効値演算器RMSに与えられ
てI1＝√0 2＋3 2とされ、電動機IMの１次電流指
令として与えられる。
以上述べたように、本発明は、電流制御形変換
器で給電される誘導電動機のトルク発生の原理を
解明して、トルク制御するための磁束一定の制御
方法として、電動機の誘起電圧がトルク指令電流
に関りなく、磁束と周波数の積にだけ比例するこ
とを利用したものである。
器で給電される誘導電動機のトルク発生の原理を
解明して、トルク制御するための磁束一定の制御
方法として、電動機の誘起電圧がトルク指令電流
に関りなく、磁束と周波数の積にだけ比例するこ
とを利用したものである。
本発明はすべり周波数制御によるトルク制御の
ように、マシン定数の変化をうけることがなく、
しかも構成上、従来のような特殊な検出器を備え
ることなく極めて単純な構成で済むもので、実用
上斯種誘導電動機のトルク制御方法として有効適
切なものである。
ように、マシン定数の変化をうけることがなく、
しかも構成上、従来のような特殊な検出器を備え
ることなく極めて単純な構成で済むもので、実用
上斯種誘導電動機のトルク制御方法として有効適
切なものである。
第１図は、本発明実施例の電気的略線図、第２
図は誘導電動機の等価回路図、第３図は本発明実
施例におけるトルク指令電流とトルクの関係を示
す図、第４図は誘起電圧検出回路の詳細図、第５
図は異なる誘起電圧検出回路の詳細図、第６図は
本発明の異なる実施例の電気的略線図である。 IM……誘導電動機、DW……電圧検出巻線、
VD……電圧検出器、VEC……ベクトル演算器、
AMPα及びAMPβ……電力変換器、OSC……２
相正弦波発生器、FC……周波数発生器、１及び
２……指令入力、４〜７……掛算器、８及び１０
……加算器、９及び１０……帰還演算器、１２及
び１３……変流器。
図は誘導電動機の等価回路図、第３図は本発明実
施例におけるトルク指令電流とトルクの関係を示
す図、第４図は誘起電圧検出回路の詳細図、第５
図は異なる誘起電圧検出回路の詳細図、第６図は
本発明の異なる実施例の電気的略線図である。 IM……誘導電動機、DW……電圧検出巻線、
VD……電圧検出器、VEC……ベクトル演算器、
AMPα及びAMPβ……電力変換器、OSC……２
相正弦波発生器、FC……周波数発生器、１及び
２……指令入力、４〜７……掛算器、８及び１０
……加算器、９及び１０……帰還演算器、１２及
び１３……変流器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 電流制御形変換器から給電される誘導電動機
において、電動機の１次電流をそれぞれ独立に設
定可能な励磁電流指令分とトルク電流指令分とに
分けて流すように構成すると共に、一方、もれイ
ンダクタンスによる過度電圧を補償した電動機の
誘起電圧の大きさのみを検出し、その検出電圧を
２相正弦波発生器で前記誘起電圧の大きさに比例
する２相正弦波の周波数に変換し、その周波数に
よつて前記１次電流を制御することを特徴とする
誘導電動機のトルク制御方法。 ２ もれインダクタンスによる過度電圧の補償が
空隙誘起電圧ｅgに比例する直流電圧０からｋe
ｄ／ｄｔI3（但しｋeは２次もれインダクタンスに相当 する比例係数、I3はトルク指令電圧）を減算する
ものであることを特徴とする特許請求の範囲第１
項記載の誘導電動機のトルク制御方法。 ３ もれインダクタンスによる過度電圧の補償が
１次巻線の端子電圧に比例する直流電圧tから
〔k0I0＋（k3＋ｋｄ／ｄｔ）I3〕（但しk0、k3は定数、
ｋは １次及び２次もれインダクタンスに相当する比例
係数）を減算するものであることを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載の誘導電動機のトルク制
御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP238279A JPS5594595A (en) | 1979-01-13 | 1979-01-13 | Torque control of induction motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP238279A JPS5594595A (en) | 1979-01-13 | 1979-01-13 | Torque control of induction motor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5594595A JPS5594595A (en) | 1980-07-18 |
| JPS6220796B2 true JPS6220796B2 (ja) | 1987-05-08 |
Family
ID=11527677
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP238279A Granted JPS5594595A (en) | 1979-01-13 | 1979-01-13 | Torque control of induction motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5594595A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2114780B (en) * | 1982-02-03 | 1985-12-04 | Gen Electric | Current control pulse width modulated inverter machine drive system |
-
1979
- 1979-01-13 JP JP238279A patent/JPS5594595A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5594595A (en) | 1980-07-18 |
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