JPS6035914B2

JPS6035914B2 - 誘導電動機の制御方式

Info

Publication number: JPS6035914B2
Application number: JP55098770A
Authority: JP
Inventors: 国夫古賀; 常生久米
Original assignee: Yaskawa Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 1980-07-21
Filing date: 1980-07-21
Publication date: 1985-08-17
Also published as: JPS5725188A

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は誘導電動機（以下単に電動機という）に直流機
と同じ様な性能を持たせることができるトランスベクト
ル制御の改良に関するものである。

（従来技術とその問題点）従来のたとえば、特開昭５１一１１１２５号公報に開示
されたような誘導電動機のトランスベクトル制御では、
２次磁束を与える指令電流（励磁電流成分指令）ｉｏと
トルクに比例する指令電流（トルク電流成分指令）ｉ，
ｑ（以下ｑ軸成分１次電流指令値という。

）をオープンループで与えるようにしているが、温度変
化等で２次抵抗が変動すると発生トルクが変動したり、
発生トルクとトルク指令値の線形性がくずれたりする欠
点があった。この欠点を改善する方法として、すべり角
周波数のｓをトルクに比例させる方法が試みられている
が、トランスベクトル制御の目標であるトルクの線形性
と発生トルクと電流との間に時間遅れがないこと、即ち
速応性のためにはｗｓは直接的には関係がないので、あ
まり効果がなかった。（問題点を解決するための手段）
そこで本発明者等は種々実験研究の結果、励磁電流成分
指令ｉｏとトルク電流成分指令ｉ，ｔ，から求めたすべ
り周波数指令叫＝巻（Ｔ２‘ま２測定数）と誘導電動機
の回転子角速度８とを加算して得られる前記誘導電動機
の２次磁束角周波数のｏをもつ２相正弦波信号にｏｓの
ｏｔ，ｓｉｎのｏｔ，前記トルク電流成分指令ｉ，ｑお
よび前記励磁電流成分指令ｉｏと励磁電流成分検出値ｉ
ｏ′との偏差に対応する信号ｉ，ｄから前記誘導電動機
の１次電流を指令する議導電動機の制御方式において、
前記トルク電流成分指令ｉ，ｑとトルク電流成分検出値
ｉＭ′の偏差を求め、この偏差に応じた信号を前記すべ
り周波数指令のＳに加算するようにすることによりトラ
ンスベクトル制御の性能を向上させることに成功したも
のである。

（実施例）以下図面に示す実施例について説明すれば次の通りであ
る。

第１図は本発明実施例の全体の構成を示すブロック図で
、１が被制御３相誘導電動機（以下単に電動機という）
である。

電動機１はｑ軸及びｄ軸成分の各１次電流指令値ｉ側
ｉ，ｄ′に基づき制御電流ｉａ〜ｉｃを作成する電流演
算回路２により電流増中器３を介して運転される。

前記ｑ軸成分１次電流指令値ｉ，ｑとしては演算増中器
４を通した速度偏差に対応する信号が使われ、ｄ軸成分
１次電流指令値ｉ，ｄとしては励磁電流成分指令ｉｏと
励磁電流成分検出値ｉｏ′との偏差が使われ、電流演算
回路２では前記１次電流指令値ｉ，ｑとｉ，ｄから後記
■式に基づく演算が行なわれて制御電流ｉａ〜ｉｃが送
出される。

次に説明の便宜上、各関係式について説明する。

今、電動機１の２次磁束の電気的な角速度を■。

とすると、の。で回転するｄ−ｑ軸座標系から見た電動
機の２次回路の電圧平衡式は次の｛１ー式と■式で表わ
される。但し、２次回路には外部より電圧を与えず短絡
されているものとし、ｑ軸はｄ軸よりさ（ｒａｄ）進み
で回転し小るものとする。ｄ軸についての平衡式よりＰＭｉ。

十Ｒ２ｉ２ｄ＝０・・・・・・・・
・【１｝上式中Ｐは微分演算子で毒を示す。Ｍは・次と
２次間の相互インダクタンス、Ｒ２は２次抵抗、ｉｏは
ｄ軸に一致する２次磁束を与える電流、ｉ２ｄは２次の
ｑ軸電流である。またｑ軸についての電圧平衡式よりのＳ●Ｍ，ｉ。

十Ｒ２，ｉｌｑニ。 ………■上式中ｉ２ｑは
２次のｑ軸電流、のｓはすべり角周波数で、電動機の回
転子の電気的角速度ひとは次式の関係にある。のｓ＝の
ｏ −ひ ””””””｛３｝また
ｊｏと１次及び２次電流の関係は次式で表わされる。

ｄ軸こ関してｉ。

＝ｉ．ｄ＋帯ｉ２ｄ ‐‐‐‐‐‐（４，ｑ軸こ関し
て。＝ｉ．ｑ十騎ｉ桝 ‐‐‐‐‐‐‘５，但しＬ
は２次の自己インダクタンス前記■及び‘５｝式より叫；畠‐学−Ｔ羊ｉ。

………■但しｔ‘ま鰍時定数良ｏちＴ２＝軍また発生トルク７は次式で表わされる。

３Ｍ” ………｛７｝７＝裏ｎ
・ＦＩ。

１・ｑ但しｎは極対数で電動機は３相とする。

従って、■式に示すｊｏとｉ，ｑを与える場合、トルク
丁はｉ，ｑと線形になる。

またｉｏ一定ならばトルク７はｉ，ｑに比例することに
なる。また【６｝，【７｝式よりすべり角周波数のｓは
トルク７に比例する。ｄ軸成分１次電流は｛１｝，【４
１式より次式で表わされる。ＩＭ＝ｉ。十Ｔ２．Ｐ・１
０ ”””｛８｝そして電動機制御の
実際の１次電流ｉａ，・ｂ，ｉＣは次式で表わされる。
電流演算回路２では前述のように上記【９｝式に基づく
演算が行なわれるのであるが、電流演算回路２は上記演
算を行うため、入力信号のＣＯＳｗｏｔとｓｍのｏｔを
３相に変換する回路と、直流信号のｉ，ｄ，ｉ，ｑを乗
ずる乗算器と、加算器から構成される。

そして、電流演算回路２からの出力電流ｉａ〜ｉｃは電
動機１を駆動するに足る電流に電流増中器３により増中
ごれる。

従来は、演算増中器４により速度偏差に比例したｑ軸成
分１次電流指令ｉ，ｑを得、それを【６）式に基づく演
算回路によってすべり角周波数のＳを発生させ、そのす
べり角周波数のｓとｄ軸及びｑ軸成分１次指令電流ｉ，
ｄ，ｉ，ｑから‘８〕及び【９｝式に基づく演算により
得た実電流指令を電動機１に与えて制御していたため、
電動機の温度変化に従って２次抵抗Ｒ２が変化すると、
すべり角周波数のｓが強制的に固定されているので、（
６１式におけるｉｏ，ｉ，ｑが変化せざるを得なくなる
ため、【７｝式で示されるトルクのｉ，ｑに対する線形
性がくずれたり、或いは一定トルク指令を与えていても
、電動機の温度により異つたトルクを発生するといった
不都．三※合を生じていた。

例えば圧延装置のようにトルク制御を必要とする張力制
御の場合具合が悪かった。本実施例では電動機１の線電
流を電流検出器１０で検出し、この線電流から検出回路
１１で、角速度の。で回転するｄ軸成分をｄ軸成分の１
次検出電流ｉ，ｄ′，ｉ，ｑ′を演算して求め、演算増
中器８においてｉ，ｑとｉ，ｑ′の偏差をとって、この
偏差を演算増中器９においてすべり周波数指令のｓ＝帯
物算するとと机・ｉ。と秋偏差ｉ勘。算したものを微分
器１３、演算増中器を通してｉ，ｄを求めることにより
、従来の欠点を改善したものである。

ｉ，ｄ′，ｉ，ｑ′とｉａ，ｉｂとは次式で表わされる
ので、検出電流ｉａ，ｉｂとｃｏｓのｏｔ，ｓｉｎの
ｏｔの信号を使い、乗算器と加算器から成る回路でｉ，
ｄ′とｉ，ｑ′を得ることが出来る。

第２図は検出回路１１の詳細図で２１〜２３は演算回路
、２４〜２７は乗算器、２８は極性反転器、Ｒ，は抵抗
である。

さて本発明装置では、先ず、演算増中器７により、ｉｏ
の指令値と検出値ｉ，ｄ′を（８｝式に基づく１次遅れ
要素１２を通して得た検出値ｊｏ′との偏差を増中し、
それを演算増中器５でｌｏ手旨令値に加算し、更に、微
分器１３と演算回路６で‘８｝式を満足するｄ軸成分１
次電流指令値ｉｔｄとして電流演算回路２に与えるよう
にして、励磁電流成分ｉｏ指令に対して常に実際の励磁
電流成分ｉｏが等しくなるように自動制御される。

一方、演算増中器４の出力ｉ，ｑとｉｏ指令とで除算器
１４で■式の叫を演算して得、また演算増中器８で指令
電流ｉｔｑと検出電流ｉｔｑ′の偏差を増中して、演算
増中器９で、前記ｗｓに加算して発振器１５に与える。

従って、今２次抵抗Ｒ２が大きくなったとすると、ｉｏ
が一定であるから、【６｝式からのＳ一定ならｉのが減
少し、トルク丁が減少するが、こ）では逆に２次抵抗Ｒ
２の変動に対してのＳが変わるので、検出値ｉｔｑ′が
一定になるように働く。即ち、２次抵抗が大きくなり、
検出電流ｉＭ′がづ・さくなると、演算増中器８の出力
が大きくなるので、のＳが大きくなり、ｉ，ｑ′が大き
くなって検出電流ｉ，ｑ′が指令電流ｉ，ｑに等しくな
るように自動制御される。故に本装置においては、｛７
｝式に示す指令電流ｉ，ｑに比例したトルクが発生する
。

特関昭５１−１１１２５号公報に開示された従来装置は
、第１図における５，７，８，９，１１及び１２を欠如
するもので、ｉぬ，ｉｔｑあるいはｉｏに対してオー
プンループ制御であるため、前述の２次抵抗Ｒ２の変化
によるトルク変動以外に次のような問題があった。

即ち、電流増中器３の特性がの。

が高くなると悪くなり、指令値より低い電流が流れる場
合にも同様にトルクの線形性が失なわれる欠点がある。
また２次抵抗Ｒ２の変動や電流増中器３の周波数特性が
悪い時はｉｏが変動し、そのため全体の速度ループのゲ
インが高くとれなかった。またｗｓ発振器１５の直線性
が悪い場合は、トルク直線性がくずれたりしていた。と
ころが、本発明の構成では、外乱要因を極めて小さくす
ることが出来ると共に、速度フィードバックループのル
ープゲインを高くとれ、性能をよくすることができ、ト
ルク制御を必要とする張力制御用誘導電動機の制御方式
として好適なものである。

なお検出回路として第２図に示すような構成とすると、
ｉｏの検出を１次電流とｃｏｓの。

上，ｓｉｎの。ｔの信号で演算できるので、１次電流の
みしか検出できないかご形誘導電動機でも適用できる実
益がある。第３図は第１図に示したｉｏ員帰還制御の代
りにｉ，ｄ負帰還制御とした場合の本発明の異なる実施
例を示すものであるが、その動作は本質的には第１図に
示す実施例と同じである。

また第１図に示した実施例において、演算増ｍ器４を省
いて速度フィードバック回路を設けないようにすると、
ｉｏ指令とｉ，ｑ指令で制御されるトルク制御となる。

図面の簡単な説明第１図は本発明実施例のブロック図、
第２図は検出回路の詳細回路図、第３図は異なる実施例
のフロツク図である。

１・・・・・・３相誘導電動機、２・・・…電流演算回
路、３・・・・・・電流増中器、４〜９・・・…演算増
中器、１０・・・・・・電流検出器、１１・・・・・・
検出回路、１２・・・・・・１次遅れ要素、１３・・・
・・・微分器、１４・・・・・・除算器、１５…・・・
のＳ発振器、１６・・…・周波数加算器、１７・・・・
・・単相−２相変換器、１８・・・・・・タコゼネ。

第２図第３図図隙

Claims

【特許請求の範囲】

１励磁電流成分指令ｉ＿０とトルク電流成分指令ｉ＿
１＿ｑから求めたすべり周波数指令ω＿ｓ＝（ｉ＿１＿
ｑ）／（Ｔ＿２ｉ＿０）（Ｔ＿２は２次時定数）と誘導
電動機の回転子角速度θとを加算して得られる前記誘導
電動機の２次磁束角周波数ω＿０をもつ２相正弦波信号
ｃｏｓω＿０ｔ，ｓｉｎω＿０ｔ，前記トルク電流成分
指令ｉ＿１＿ｑおよび前記励磁電流成分指令ｉ＿０と励
磁電流成分検出値ｉ＿０′との偏差に対応する信号ｉ＿
１＿ｄから前記誘導電動機の１次電流を指令する誘導電
動機の制御方式において、前記トルク電流成分指令ｉ＿
１＿ｑとトルク電流成分検出値ｉ＿１＿ｑ′の偏差を求
め、この偏差に応じた信号を前記すべり周波数指令ω＿
ｓに加算するようにしたことを特徴とする誘導電動機の
制御方式。