JPS6223542B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、電源回路に関し、特にたとえば入
出力絶縁型スイツチングタイプの電源回路に関す
る。

近年、特にIC回路などの電源としてスイツチ
ングタイプの電源回路（いわゆるスイツチングレ
ギユレータ）が数多く実用に供されている。この
スイツチングタイプの電源回路は従来の電源回路
に比べて小型化が可能であり、パワーロスが少な
いなどの利点がある。ところで、このスイツチン
グタイプの電源回路には入出力のグランドが共通
のものと、入出力間が高周波トランスによつて絶
縁されているものとがある。前者のグランド共通
タイプのものは、直流電源の電源回路としては適
しているが、たとえば商用電源のような交流電源
に用いる場合は商用電源と入力との間に交流トラ
ンスを介挿して電源と入力間とを絶縁しなければ
ならない。しかし、この交流トランスは大きいた
め、回路が大型になつてしまうという欠点があ
る。これに対し、入力出絶縁タイプの電源回路は
入力側と出力側とが高周波トランスによつて絶縁
されているため、電源回路の入力と交流電源との
間を絶縁する必要はない。さらに、高周波トラン
スは交流トランスに比べてその大きさが約1/4〜
1/5程度と小さいため、回路全体を従来の電源回
路に比べて著しく小型化することができる。この
ように、入出力絶縁型の電源回路は交流電源に用
いる場合大きなメリツトがある。

第１図はこの発明の背景となる従来の入出力絶
縁型スイツチングタイプの電源回路を示す回路図
である。構成において、たとえば100Vの交流電
源が整流回路１に与えられる。この整流回路１は
ダイオードブリツジ１１や平滑コンデンサ１２な
どを含む。この整流回路１の整流出力は高周波ト
ランス２０の１次巻線２１を介してトランジスタ
２４のコレクタに与えられる。このトランジスタ
２４のエミツタは接地される。また、高周波トラ
ンス２０にはトランジスタ２４のベース電流発生
用の巻線２２が設けられており、この巻線２２に
発生した電流はコンデンサ２５を介してトランジ
スタ２４のベースに与えられる。また、整流回路
１の整流出力は抵抗２６を介してトランジスタ２
４とコンデンサ２５との接続点に与えられるとと
もに、フオトトランジスタ２７に与えられる。な
お、このフオトトランジスタ２７は後述の発光ダ
イオード３０と協働してフオトカプラを構成して
いる。

一方、高周波トランス２０の２次巻線２３の両
端には、２次巻線２３に誘起した電流で充電され
るコンデンサ２９とこのコンデンサ２９を一方極
性に充電させるためのダイオード２８との直列回
路が接続される。また、コンデンサ２９の両端に
は、前記フオトトランジスタ２７とフオトカプラ
を構成する発光ダイオード３０と抵抗３１と定電
圧ダイオード３２との直列回路が接続される。さ
らに、コンデンサ２９の両端には負荷３３が接続
される。

第２図は第１図の回路の各部の波形図である。
以下、この第２図を参照して第１図の回路の動作
について説明する。

まず、整流回路１から抵抗２６を介して流れ込
むベース電流によつてトランジスタ２４がオンし
始める。このとき、高周波トランス２０の１次巻
線２１の電圧変化、すなわちトランジスタ２４の
コレクタ電圧Ｅ２の変化はベース電流用巻線２２
によつてトランジスタ２４のベースに正帰還され
る。そのため、第２図に示すように電流ｉ１は急
激に増加する。ここで、トランジスタ２４がオン
になつているときすなわち電圧Ｅ２がローレベル
のときは、出力整流用ダイオード２８には逆方向
に電圧が印加されるので、２次側には電流は流れ
ない。しかし、あるところまで電流ｉ１が増加す
ると、トランジスタ２４のベース電流が不足した
り、ｈ_FEが不足したりしてトランジスタ２４はオ
ンの状態を保持できなくなり、トランジスタ２４
のコレクタ−エミツタ間のインピーダンスが上昇
し始める。インピーダンスが上昇し始めると、高
周波トランス２０の１次巻線２１の両端電圧が減
り始め、ベース電流巻線２２の電圧も減る。その
ため、トランジスタ２４のベース電流が減り、ト
ランジスタ２４は正帰還的に急速にオフする。し
たがつて、第２図に示すように電流ｉ１およびベ
ース電流巻線２２に誘起される電圧Ｅ１は急激に
減少する。

このとき、トランジスタ２４のピーク電流をIp
とし、トランス２０のインダクタンス分をＬとす
ると、トランス２０に貯えられるエネルギＥは、
Ｅ＝１／２LIp²となる。このエネルギＥは、トランジ スタ２４がオフするとともに、高周波トランス２
０の２次側に放出され、ダイオード２８を介して
コンデンサ２９によつて平滑された後負荷３３に
供給される。ここで、２次側に流れる電流ｉ２は
第２図に示すように時間とともに減つていき、つ
いには止まるが、この電流ｉ２が止まつたときサ
ージ電圧が出る。このサージ電圧は高周波トラン
ス２０のベース電流巻線２２にも表われ、これに
よつてトランジスタ２４が再びオンされる。この
後前述と同様の動作が繰返される。

なお、過負荷時にコンデンサ２９の両端電圧が
大きくなりすぎ、高電圧ダイオード３２のしきい
値電圧を越えると、発光ダイオード３０に電流が
供給され発光する。応じて、この発光ダイオード
３０とフオトカプラを構成するフオトトランジス
タ２７が導通し、トランジスタ２４のベース電流
をバイパスするようになる。コンデンサ２９の両
端電圧が大きいとバイパス電流も大きくなり、そ
のためトランジスタ２４のオン期間が短くなりオ
フの期間が長くなつて結果としてコンデンサ２９
の両端電圧を下げる方向に働く。

ところで、第１図の回路はベース電流巻線２２
を必要とするため、高周波トランス２０が大きく
なつてしまうという欠点があつた。

それゆえに、この発明の主たる目的は、上述の
ような欠点を解消し、ベース電流巻線を必要とし
ない小型化された絶縁型スイツチングタイプの電
源回路を提供することである。

この発明は、要約すれば、高周波トランス等の
１次コイルに整流回路の出力を与え２次コイルに
誘起される電圧を整流および平滑して負荷に与え
るような絶縁型の電源回路において、１次コイル
に流れる電流を制御する第１のスイツチング手段
と、この第１のスイツチング手段に与えられる第
１の制御電圧を制御する第２のスイツチング手段
と、整流回路の出力によつて充電され第２のスイ
ツチング手段に与える第２の制御電圧を発生する
充電回路と、第１のスイツチング手段のオン時に
充電回路の放電電流を第１のスイツチング手段に
バイパスするダイオードとを設けるようにしたも
のである。

以下、図面に示す実施例とともにこの発明をよ
り具体的に説明する。

第３図はこの発明の一実施例を示す回路図であ
る。構成において、この実施例は以下の点を除い
て第１図の回路と同様であり、相当する部分には
同様の参照番号を付しその説明を省略する。整流
回路１の出力は高周波トランス４０の１次巻線４
１を介して第１のスイツチング手段としてのトラ
ンジスタ４３のコレクタに与えられる。このトラ
ンジスタ４３のエミツタは接地される。また、整
流回路１の出力は抵抗４４を介して第２のスイツ
チング手段としてのトランジスタ４５のエミツタ
に与えられるとともに、このトランジスタ４５の
ベース電流を充電するためのコンデンサ４６に与
えられる。トランジスタ４５のコレクタ出力はト
ランジスタ４３のベースに与えられるとともに、
フオトトランジスタ２７に与えられる。また、ト
ランジスタ４５のベースは抵抗４７を介して自己
のエミツタに接続されるとともに、定電圧ダイオ
ード４８を介して接地される。さらに、トランジ
スタ４５のベースは抵抗４９およびダイオード５
０を介してトランジスタ４３のコレクタに接地さ
れる。

一方、２次側では、コンデンサ２９の両端、す
なわち負荷３３の両端に抵抗５１と抵抗５２との
直列回路が接続される。また、抵抗３１と定電圧
ダイオード３２との間にはトランジスタ５３が介
挿され、このトランジスタ５３のベースは抵抗５
１と抵抗５２との接続点に接続される。

第４図は第３図の回路の各部の波形図である。
以下、この第４図を参照して第３図の回路の動作
について説明する。

まず、初期状態において電源が投入された場
合、トランジスタ４３および４５はオフであり、
そのためコンデンサ４６が抵抗４４を通じて充電
され始める。そのため、コンデンサ４６の充電電
圧Ecは第４図に示すように上昇していく。この
充電電圧Ecが定電圧ダイオード４８のしきい値
電圧に達すると、トランジスタ４５がオンにな
り、コンデンサ４６の放電電流がこのトランジス
タ４５のエミツタ−コレクタ通路を経てトランジ
スタ４３のベースに流れ、トランジスタ４３がオ
ンになる。すると、コレクタ電圧Ectがローレベ
ルになるので、ダイオード５０がオンしトランジ
スタ４５のベース電流が増加し、コンデンサ４６
の放電電流は正帰還的に一気に増大してトランジ
スタ４３のベースに流れる。そのため、トランジ
スタ４３は飽和状態になる。ここで、トランジス
タ４３がオンしている間は、ダイオード２８には
逆方向に電圧が印加されているので２次側には電
流が流れない。そのため、トランジスタ４３の負
荷は高周波トランス４０のインダクタンスＬ分だ
けになり、第４図に示すようにコイル電流iLおよ
びトランジスタ４３のコレクタ電流icは直線的に
増加していく。このようにしてトランジスタ４３
が飽和状態になつた後ベース電流が減少して飽和
状態から脱出すると、コレクタ電圧Ectが上昇す
るためダイオード５０が非導通となりトランジス
タ４５のベース電流が０になり、トランジスタ４
５がオフとなる。こうして、トランジスタ４３は
正帰還的に急速にオフになる。

トランジスタ４３がオフになると、２次側のダ
イオード２８は順バイアスとなり、高周波トラン
ス４０に貯えられたエネルギが２次側に放出され
る。この放出されたエネルギはダイオード２８お
よび平滑用コンデンサ２９によつて整流され、負
荷３３に与えられる。このとき、トランジスタ４
３，４５がオフであるからコンデンサ４６は再び
充電開始され、電圧Ecは再び上昇する。なお、
２次側へのエネルギの放出が終了するときにはこ
の電圧Ecがまだ定電圧ダイオード４８のしきい
値電圧の1/2〜1/3程度であるように定電圧ダイオ
ード４８等が選ばれるため、高周波トランス４０
のエネルギが完全に２次側に放出されるまではト
ランジスタ４３，４５はオフとなつている。

完全にエネルギが２次側に放出されると、トラ
ンジスタ４３のコレクタに振動波形が発生する
が、この振動波形のローレベル側にふれた部分で
ダイオード５０がオンとなり、トランジスタ４３
のベース電流が流れることになつてトランジスタ
４５がオンとなり、初期動作と同様にトランジス
タ４３，４５は正帰還的にオンになる。以後、こ
の動作が繰り返され出力電圧Ｅ０が上昇してい
く。そして、この出力電圧Ｅ０が定電圧ダイオー
ド３２のしきい値電圧を越えトランジスタ５３が
オンになれば発光ダイオード３０が発生する。応
じて、発光ダイオード３０とフオトカプラを構成
するフオトトランジスタ２７が導通状態になつて
トランジスタ４３のベース電流をバイパスするよ
うになる。出力電圧Ｅ０が大きいとバイパス電流
も大きくなり、そのためトランジスタ４３のオン
の期間が短くなりオフの期間が長くなつて出力電
圧Ｅ０を下げる方向に働く。このように、フオト
トランジスタ２７によるトランジスタ４３のベー
ス電流のバイパスによつて行なわれる出力電圧Ｅ
０の制御機能は直流的に行なわれるため、出力電
圧平滑用コンデンサ２９の値を大きくすることに
より出力電圧Ｅ０のリツプル値を０に近づけるこ
とが可能になる。また、トランジスタ４３のオ
ン、オフの際にはトランジスタ４５により正帰還
がかけられ、トランジスタ４３のコレクタ電圧
Ectの波形は第４図に示すように極めて急俊とな
る。そのため、トランジスタ４３で消費されるパ
ワーロスが小さくなる。また、トランジスタ４３
の導通時には２次側に電流が流れていないため、
導通時のトランジスタ４３でのパワーロス（発
熱）はない。さらに、トランジスタ４３のオフ時
に抵抗４４を流れる電流がむだにバイパスされる
ことなくコンデンサ４６に充電されるため、パワ
ーロスが少ない。

第５図はこの発明の他の実施例を示す回路図で
ある。この第６図の実施例では、出力電圧Ｅ０を
検出するかわりに負荷３３を流れる出力電流を検
出して出力電流が一定になるようにトランジスタ
４３のベース電流を制御するように構成してい
る。

なお、フオトトランジスタ２７をコンデンサ４
６の両端に接続するようにして、トランジスタ４
５を経てトランジスタ４３のベースに流れようと
するコンデンサ４６の放電電流の一部をフオトト
ランジスタ２７によりバイパスさせてトランジス
タ４３のベース電流を制御するようにしてもよ
い。

以上のように、この発明によれば、従来のよう
なベース電流巻線を必要としないので、トランス
を小型化することができ、全体として小型化され
た電源回路を得ることができる。また、絶縁型の
電源回路であるため、ノイズが少なく、かつ入出
力のグランドレベルが異なる場合でも使用できる
電源回路を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の背景となる従来の電源回路
を示す回路図である。第２図は第１図の回路の各
部の波形図である。第３図はこの発明の一実施例
を示す回路図である。第４図は第３図の回路の各
部の波形図である。第５図はこの発明の他の実施
例を示す回路図である。 図において、１は整流回路、２８は２次側整流
用ダイオード、２９は平滑コンデンサ、３０は発
光ダイオード、３３は負荷、４１は１次巻線、４
２は２次巻線、４３および４５はトランジスタ、
４６は充電用コンデンサ、４８は定電圧ダイオー
ド、５０はバイパス用ダイオードを示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 交流を整流する整流回路、 前記整流回路の出力が与えられる１次コイル、 前記１次コイルと磁気結合される２次コイル、 前記２次コイルと並列接続され、かつ前記２次
   コイルに誘起される電流で充電されるコンデン
   サ、 前記コンデンサと前記２次コイルとの間に介挿
   され、かつ前記コンデンサを一方極性に充電させ
   るダイオード、 前記コンデンサの両端電圧が与えられる負荷、 第１の制御電圧に応答して前記１次コイルに流
   れる電流を断続的に制御する第１のスイツチング
   手段、 第２の制御電圧に応答して前記第１の制御電圧
   を制御する第２のスイツチング手段、 前記整流回路の出力によつて充電され、かつ前
   記第２の制御電圧を発生する充電回路、および 前記第１のスイツチング手段のオン時に前記充
   電回路の放電電流を前記第１のスイツチング手段
   にバイパスするダイオードを備える、電源回路。 ２ さらに、前記コンデンサの両端電圧に応じて
   前記第１の制御電圧を変化するフオトカプラを含
   む、特許請求の範囲第１項記載の電源回路。