JPS6224733A - 切替制御方式 - Google Patents
切替制御方式Info
- Publication number
- JPS6224733A JPS6224733A JP16446485A JP16446485A JPS6224733A JP S6224733 A JPS6224733 A JP S6224733A JP 16446485 A JP16446485 A JP 16446485A JP 16446485 A JP16446485 A JP 16446485A JP S6224733 A JPS6224733 A JP S6224733A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- output
- circuit
- modem
- decoder
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
符号器、復号器側共トレーニング信号検出用として、信
号検出回路を用い、 この出力によりモデムに最適化した符号化方式に切り替
えるようにすることで、復号器側の切り替えが、伝送路
の雑音により符号器側の切り替えとミスマツチングしな
いようにしたものである。
号検出回路を用い、 この出力によりモデムに最適化した符号化方式に切り替
えるようにすることで、復号器側の切り替えが、伝送路
の雑音により符号器側の切り替えとミスマツチングしな
いようにしたものである。
本発明は、モデムのトレーニング信号検出により、音声
信号に最適化していた符号化方式を、モデムに最適化し
た符号化方式に切り替える適応差分符号化方式の切替制
御方式の改良に関する。
信号に最適化していた符号化方式を、モデムに最適化し
た符号化方式に切り替える適応差分符号化方式の切替制
御方式の改良に関する。
上記適応差分符号化方式は、本出願人が昭和６０年に特
許出願した、音声信号の適応差分符号化方式を現存する
通信網に適応する場合、音声信号の他に、音声帯域モデ
ム信号の９６００ｂｐｓ以下は勿論９６００ｂｐｓ以上
のデータ伝送も可能にするもので、以下に説明する構成
となっているものである。
許出願した、音声信号の適応差分符号化方式を現存する
通信網に適応する場合、音声信号の他に、音声帯域モデ
ム信号の９６００ｂｐｓ以下は勿論９６００ｂｐｓ以上
のデータ伝送も可能にするもので、以下に説明する構成
となっているものである。
第４図は適応差分符号化方式の符号器のブロック図、第
５図は適応差分符号化方式の復号器のブロック図である
。
５図は適応差分符号化方式の復号器のブロック図である
。
図中１．３．７は加算器、２は半固定／適応量子化器、
４．８は固定／適応予測器、６は半固定／適応逆量子化
器、５，９はトレーニング信号検出器を示す。
４．８は固定／適応予測器、６は半固定／適応逆量子化
器、５，９はトレーニング信号検出器を示す。
第４図に示す適応差分符号化方式の符号器は、入力信号
が音声信号の時は量子化器２を適応量子化器とし、予測
器４を適応予測器として適応差分符号化器として動作し
ており、モデムを使用する場合最初に流すトレーニング
信号をトレーニング信号検出器５にて検出すると、量子
化器２及び予測器４をモデムに最適な半固定量子化器、
固定子測器に切り替え差分符号化された信号を伝送路に
送出するものである。
が音声信号の時は量子化器２を適応量子化器とし、予測
器４を適応予測器として適応差分符号化器として動作し
ており、モデムを使用する場合最初に流すトレーニング
信号をトレーニング信号検出器５にて検出すると、量子
化器２及び予測器４をモデムに最適な半固定量子化器、
固定子測器に切り替え差分符号化された信号を伝送路に
送出するものである。
第５図に示す適応差分符号化方式の復号器は、上記の符
号器に対応して、音声信号の時は逆量子化器６．予測器
８を夫々適応逆景子化器、適応予測器とし、トレーニン
グ信号検出器９にてトレーニング信号を検出した時は、
半固定逆量子化器。
号器に対応して、音声信号の時は逆量子化器６．予測器
８を夫々適応逆景子化器、適応予測器とし、トレーニン
グ信号検出器９にてトレーニング信号を検出した時は、
半固定逆量子化器。
固定子測器に切り替えるものである。
この後号器にて、トレーニング信号検出により、半固定
逆量子化器、固定子測器に切り替える時、伝送路の雑音
により、符号器側の切り替えとミスマツチングしないこ
とが望ましい。
逆量子化器、固定子測器に切り替える時、伝送路の雑音
により、符号器側の切り替えとミスマツチングしないこ
とが望ましい。
第６図は従来例のトレーニング信号検出器のブロック図
である。
である。
図中、１０は５００Ｈｚバンドパスフイルタ、１１は１
７００Ｈｚバンドパスフイルタ、１２は２９００Ｈｚバ
ンドパスフイルタ、１３〜１５は比較器、１６はアンド
回路、１７はカウンタを示す。
７００Ｈｚバンドパスフイルタ、１２は２９００Ｈｚバ
ンドパスフイルタ、１３〜１５は比較器、１６はアンド
回路、１７はカウンタを示す。
モデムより送出されるトレーニング（８号は、５００Ｈ
ｚ、１７００Ｈｚ、２９００Ｈｚの周波数の複合正弦波
により構成されている単純な繰り返し波形であるＡ、Ｂ
パターンである。
ｚ、１７００Ｈｚ、２９００Ｈｚの周波数の複合正弦波
により構成されている単純な繰り返し波形であるＡ、Ｂ
パターンである。
このトレーニング信号をζ５ Ｑ ＯＨｚバンドパスフ
ィルタ１０．１７００Ｈｚバンドパスフイルタ１１．２
９００Ｈｚバンドパスフイルタ１２を通し、それ等の出
力を夫々比較器１３〜１５にてしきい値と比較し、これ
以上のレベルである場合の比較器１３〜１５の出力をア
ンド回路１４にてアンドをとり、出力がルベルになって
から、入力信号レベルが一定になる迄カウンタ１７にて
カウントした後、符号器、復号器共モデムに最適な側に
切り替えるようにしている。
ィルタ１０．１７００Ｈｚバンドパスフイルタ１１．２
９００Ｈｚバンドパスフイルタ１２を通し、それ等の出
力を夫々比較器１３〜１５にてしきい値と比較し、これ
以上のレベルである場合の比較器１３〜１５の出力をア
ンド回路１４にてアンドをとり、出力がルベルになって
から、入力信号レベルが一定になる迄カウンタ１７にて
カウントした後、符号器、復号器共モデムに最適な側に
切り替えるようにしている。
しかしながら、伝送路に雑音があると、入力信号は、第
７図に示す如く、雑音がない場合はイに示す特性であっ
たものが、口に示す如くレベル変化が生じることがある
。
７図に示す如く、雑音がない場合はイに示す特性であっ
たものが、口に示す如くレベル変化が生じることがある
。
従って、復号器側で、第６図の比較器１３〜１５にてし
きい値以上のレベルを検出する場合、イの特性の場合は
ハ点であったものが、口の特性の場合は二点となり、時
間的にΔの差を生じる。
きい値以上のレベルを検出する場合、イの特性の場合は
ハ点であったものが、口の特性の場合は二点となり、時
間的にΔの差を生じる。
この為符号器側と復号器側とは切り替わるのに時間的に
Δの差を生じることがあり、この間ミスマツチングする
問題点がある。
Δの差を生じることがあり、この間ミスマツチングする
問題点がある。
上記問題点は、符号器、復号器側共トレーニング信号検
出用として、フィードバック量を可変出来る機能を備え
且つ限られた周波数範囲内で引き込み動作可能な位相同
期回路にて位相同期をとり、入力信号との同期検波を行
った後の直流信号の符号により信号を検出する信号検出
回路を用い、この出力によりモデムに最適化した符号化
方式に切り替えるようにした本発明の切替制御方式によ
り解決される。
出用として、フィードバック量を可変出来る機能を備え
且つ限られた周波数範囲内で引き込み動作可能な位相同
期回路にて位相同期をとり、入力信号との同期検波を行
った後の直流信号の符号により信号を検出する信号検出
回路を用い、この出力によりモデムに最適化した符号化
方式に切り替えるようにした本発明の切替制御方式によ
り解決される。
本発明では、位相同期をとり、同期検波を行った結果の
直流成分の符号で信号を検出する信号検出回路は、信号
の検出を位相的に行っておりパワーによる検出でないの
で、伝送路の雑音付加による影響はない点に着目し、入
力するトレーニング信号の内の繰り返し波形（例えば■
、２９モデムトレーニング信号のＡ、Ｂパターン）に引
き込み動作を行うことでトレーニング信号を検出した後
、位相同期回路のフィードバック量を少なくして、追随
時間を遅くし、トレーニング信号の終了を位相同期の引
き込み状態が外れる時点でとらえ、これを基準として、
モデムに最適化した側に切り替えるようにしているので
、符号器側と復号器側との切り替えがミスマツチングす
ることはなくなる。
直流成分の符号で信号を検出する信号検出回路は、信号
の検出を位相的に行っておりパワーによる検出でないの
で、伝送路の雑音付加による影響はない点に着目し、入
力するトレーニング信号の内の繰り返し波形（例えば■
、２９モデムトレーニング信号のＡ、Ｂパターン）に引
き込み動作を行うことでトレーニング信号を検出した後
、位相同期回路のフィードバック量を少なくして、追随
時間を遅くし、トレーニング信号の終了を位相同期の引
き込み状態が外れる時点でとらえ、これを基準として、
モデムに最適化した側に切り替えるようにしているので
、符号器側と復号器側との切り替えがミスマツチングす
ることはなくなる。
第１図は、本発明の実施例のトレーニング信号検出器の
ブロック図、第２図は、第１図の場合の切り替え点検出
のタイムチャート、第３図は、第１図の信号検出回路１
８の詳細を示すブロック図である。
ブロック図、第２図は、第１図の場合の切り替え点検出
のタイムチャート、第３図は、第１図の信号検出回路１
８の詳細を示すブロック図である。
図中１８は信号検出回路、１９は零交差識別器、２０は
カウンタ、２１．２２は比較器、２３はノット回路、２
４〜２６はフリップフロップ、２７はアンド回路、２８
．３０はフィルタ、２９．３１〜３４は乗算器、３５．
３６は遅延素子、３７はリミッタ、３８は加算器、３９
は符号検出器、４０は位相同期回路（ＰＬＬ回路）を示
す。
カウンタ、２１．２２は比較器、２３はノット回路、２
４〜２６はフリップフロップ、２７はアンド回路、２８
．３０はフィルタ、２９．３１〜３４は乗算器、３５．
３６は遅延素子、３７はリミッタ、３８は加算器、３９
は符号検出器、４０は位相同期回路（ＰＬＬ回路）を示
す。
この第３図に示す信号検出回路は、正弦波信号の周波数
を中心に限られた範囲内で引き込み動作可能な位相同期
回路４０を用いて、該正弦波信号の同期検波を乗算器２
９を介することにより行なった結果の直流成分が、予め
定められた期間に符号の変化のないことを検出し、一定
期間受信される正弦波信号を検出することで、信号の検
出を位相的に行い雑音による影響をなくした本出願人が
昭和６０年に特許出願した信号検出回路である。
を中心に限られた範囲内で引き込み動作可能な位相同期
回路４０を用いて、該正弦波信号の同期検波を乗算器２
９を介することにより行なった結果の直流成分が、予め
定められた期間に符号の変化のないことを検出し、一定
期間受信される正弦波信号を検出することで、信号の検
出を位相的に行い雑音による影響をなくした本出願人が
昭和６０年に特許出願した信号検出回路である。
即ち、フィルタ２８を通った正弦波の信号Ｃｏｓθ°ｎ
と位相同期回路４０の出力の虚数成分５ｉｎ（θ。＋ω
）ｎとを乗算器３１にて乗算した結果の信号の、正か負
かを検出する符号検出器３９、その出力に小さい値の正
の常数αを乗算する乗算器３４、その出力を、加算器３
８．リミッタ３７．遅延素子３６よりなるオフセット周
波数を制限する積分回路の出力周波数ωと入力１により
・信号ｅ″０ を得、この位相同期回路４０の乗算器３
２に信号ｅｊｋｌ を入力する発振器が引き込める周
波数をωの範囲に制限して、 θ°・θ。＋ωとなるように適応制御し、乗算器２９に
て位相同期回路４０の出力の実数成分Ｃｏ Ｓ（θ。＋
ω）ｎとフィルタ２８の出力Ｃｏｓθ°ｎとを乗算器２
９にて乗算して直流成分及び入力周波数の倍周波数成分
を得、フィルタ３０にて直流成分を取り出し、零交差識
別器１９にて予め定められた一定期間監視し、零交差が
ないことで信号周波数成分を検出している。
と位相同期回路４０の出力の虚数成分５ｉｎ（θ。＋ω
）ｎとを乗算器３１にて乗算した結果の信号の、正か負
かを検出する符号検出器３９、その出力に小さい値の正
の常数αを乗算する乗算器３４、その出力を、加算器３
８．リミッタ３７．遅延素子３６よりなるオフセット周
波数を制限する積分回路の出力周波数ωと入力１により
・信号ｅ″０ を得、この位相同期回路４０の乗算器３
２に信号ｅｊｋｌ を入力する発振器が引き込める周
波数をωの範囲に制限して、 θ°・θ。＋ωとなるように適応制御し、乗算器２９に
て位相同期回路４０の出力の実数成分Ｃｏ Ｓ（θ。＋
ω）ｎとフィルタ２８の出力Ｃｏｓθ°ｎとを乗算器２
９にて乗算して直流成分及び入力周波数の倍周波数成分
を得、フィルタ３０にて直流成分を取り出し、零交差識
別器１９にて予め定められた一定期間監視し、零交差が
ないことで信号周波数成分を検出している。
ここでθ°＝２πｆｃ’ ／ｆｓ
但しｆｃ“ ＝ギヤ９フ周波数
ｆｓ＝サンプリング周波数
尚第１図の場合に用いる時は、フィルタ２８にはモデム
のトレーニング信号である１７００Ｈｚの信号を８ＫＨ
ｚにてサンプリングされた信号が入力することになる。
のトレーニング信号である１７００Ｈｚの信号を８ＫＨ
ｚにてサンプリングされた信号が入力することになる。
次に第１図第２図を用いてトレーニング信号検出に就い
て説明する。
て説明する。
Ａ、Ｂパターンの１７００Ｈｚのトレーニング信号が信
号検出回路１８に入力すると、上記説明の如くにして、
零交差識別器１９の出力は、第２図に示す如く正の値が
続く。
号検出回路１８に入力すると、上記説明の如くにして、
零交差識別器１９の出力は、第２図に示す如く正の値が
続く。
カウンタ２０は、符号が正である状態のｍ続回数をカウ
ントするもので、零交差識別器１９の出力が正であった
時はカウント数を１増加し、負であった時はカウント数
を０クリアする。
ントするもので、零交差識別器１９の出力が正であった
時はカウント数を１増加し、負であった時はカウント数
を０クリアする。
比較器２２はカウント数とトレーニング信号が一定レベ
ルになると思われる時間の値１００とを比較するもので
、１００を越えると、フリップフロップ２５を介して信
号検出回路１８の常数αの値を例えば１／４にしオフセ
ット周波数成分修正の為のフィードバック量を減少させ
、引き込み動作を遅くさせ、Ａ、Ｂパターンの終了を確
実に検出出来るようにする。
ルになると思われる時間の値１００とを比較するもので
、１００を越えると、フリップフロップ２５を介して信
号検出回路１８の常数αの値を例えば１／４にしオフセ
ット周波数成分修正の為のフィードバック量を減少させ
、引き込み動作を遅くさせ、Ａ、Ｂパターンの終了を確
実に検出出来るようにする。
比較器２１はＡ、Ｂパターンのｍｕすると思われる時間
より僅か少ない値の３００と比較し、これ以上になると
フリップフロップ２４の出力を１レベルとしてアンド回
路２７に入力させる。
より僅か少ない値の３００と比較し、これ以上になると
フリップフロップ２４の出力を１レベルとしてアンド回
路２７に入力させる。
このようにしておくと、第２図に示す如＜Ａ。
Ｂパターンが終了し、零交差識別器１７の出力が負の値
になると、ノット回路２３を介してアンド回路２７の出
力よりルベルが出力し、フリップフロップ２６に入力し
、フリップフロップ２６の出力より、第４図の符号器で
は量子化器２．予測器４を夫々半固定、固定に切り替え
、第５図の復号器では逆量子化器６．予測器８を夫々半
固定。
になると、ノット回路２３を介してアンド回路２７の出
力よりルベルが出力し、フリップフロップ２６に入力し
、フリップフロップ２６の出力より、第４図の符号器で
は量子化器２．予測器４を夫々半固定、固定に切り替え
、第５図の復号器では逆量子化器６．予測器８を夫々半
固定。
固定に切り替える。
即ち、このように位相変化で信号を検出するようにすれ
ば、伝送路に雑音があっても影響されない為、符号器と
復号器側の、モデムに最適化した符号化方式への切り替
えにミスマツチングをすることがなくなる。
ば、伝送路に雑音があっても影響されない為、符号器と
復号器側の、モデムに最適化した符号化方式への切り替
えにミスマツチングをすることがなくなる。
以上詳細に説明せる如く本発明によれば、位相変化でト
レーニング信号を検出するようにしているので、伝送路
に雑音があっても影響されない為、符号器と復号器側の
、モデムに最適化した符号化方式”の切り替えにミスマ
ツチングをすることがなくなる効果がある。
レーニング信号を検出するようにしているので、伝送路
に雑音があっても影響されない為、符号器と復号器側の
、モデムに最適化した符号化方式”の切り替えにミスマ
ツチングをすることがなくなる効果がある。
第１図は本発明の実施例のトレーニング信号検出器のブ
ロック図、 第２図は第１図の場合の切り替え点検出のタイムチャー
ト、 第３図は第１図の信号検出回路１８の詳細を示すブロッ
ク図、 第４図は適応差分符号化方式の符号器のブロック図、 第５図は適応差分符号化方式の復号器のブロック図、 第６図は従来例のトレーニング信号検出器のブロック図
、 第７図は雑音によるトレーニング信号のレベル変化を示
す特性図である。 図において、 ２は半固定／適応量子化器、 ４．８は固定／適応予測器、 ５．９はトレーニング信号検出器、 ６は半固定／適応逆量子化器、 １０は５００Ｈｚバンドパスフイルタ、１１は１７００
Ｈ，ｚバンドパスフィルタ、１２は２９００Ｈｚバン
ドパスフイルタ、１３〜１５，２２．２３は比較器、 １６．２７はアンド回路、 １７．２０はカウンタ、 １８は信号検出回路、 １９は零交差識別器、 ２３はノット回路、 ２４〜２６はフリップフロップ、 ２８．３０はフィルタ、 ２９．３１〜３４は乗算器、 ３５．３６は遅延素子、 ３７はリミッタ、 ３９は符号検出器、 ４０は位相同期回路を示す。 代理人Ｊ「埋土 井 桁 貞 − 冬１ 灰１の壊を台Ｒの切智９衿兼士ω９．イムテヱー
ト年２ 図 復号器のブロン２囚 早 ５ 図
ロック図、 第２図は第１図の場合の切り替え点検出のタイムチャー
ト、 第３図は第１図の信号検出回路１８の詳細を示すブロッ
ク図、 第４図は適応差分符号化方式の符号器のブロック図、 第５図は適応差分符号化方式の復号器のブロック図、 第６図は従来例のトレーニング信号検出器のブロック図
、 第７図は雑音によるトレーニング信号のレベル変化を示
す特性図である。 図において、 ２は半固定／適応量子化器、 ４．８は固定／適応予測器、 ５．９はトレーニング信号検出器、 ６は半固定／適応逆量子化器、 １０は５００Ｈｚバンドパスフイルタ、１１は１７００
Ｈ，ｚバンドパスフィルタ、１２は２９００Ｈｚバン
ドパスフイルタ、１３〜１５，２２．２３は比較器、 １６．２７はアンド回路、 １７．２０はカウンタ、 １８は信号検出回路、 １９は零交差識別器、 ２３はノット回路、 ２４〜２６はフリップフロップ、 ２８．３０はフィルタ、 ２９．３１〜３４は乗算器、 ３５．３６は遅延素子、 ３７はリミッタ、 ３９は符号検出器、 ４０は位相同期回路を示す。 代理人Ｊ「埋土 井 桁 貞 − 冬１ 灰１の壊を台Ｒの切智９衿兼士ω９．イムテヱー
ト年２ 図 復号器のブロン２囚 早 ５ 図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 モデムのトレーニング信号検出により、音声信号に最適
化していた符号化方式を、モデムに最適化した符号化方
式に切り替える適応差分符号化方式において、 符号器、復号器側共トレーニング信号検出用として、 フィードバック量を可変出来る機能を備え且つ限られた
周波数範囲内で引き込み動作可能な位相同期回路にて位
相同期をとり、入力信号との同期検波を行つた後の直流
信号の符号により信号を検出する信号検出回路を用い、 この出力によりモデムに最適化した符号化方式に切り替
えるようにしたことを特徴とする切替制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16446485A JPS6224733A (ja) | 1985-07-25 | 1985-07-25 | 切替制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16446485A JPS6224733A (ja) | 1985-07-25 | 1985-07-25 | 切替制御方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6224733A true JPS6224733A (ja) | 1987-02-02 |
| JPH0370943B2 JPH0370943B2 (ja) | 1991-11-11 |
Family
ID=15793671
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16446485A Granted JPS6224733A (ja) | 1985-07-25 | 1985-07-25 | 切替制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6224733A (ja) |
-
1985
- 1985-07-25 JP JP16446485A patent/JPS6224733A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0370943B2 (ja) | 1991-11-11 |
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