JPS6225877A - スナバ回路 - Google Patents
スナバ回路Info
- Publication number
- JPS6225877A JPS6225877A JP16557485A JP16557485A JPS6225877A JP S6225877 A JPS6225877 A JP S6225877A JP 16557485 A JP16557485 A JP 16557485A JP 16557485 A JP16557485 A JP 16557485A JP S6225877 A JPS6225877 A JP S6225877A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transformer
- capacitor
- voltage
- switching element
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、スナバ回路に関し、特にスイッチング素子が
ターンオフする時に発生するスパイク状の過電圧を抑制
し、スイッチング素子を破壊から保護するとともに、過
電圧を発生させるエネルギーを効率よく回収できるスナ
バ回路に関するものである。
ターンオフする時に発生するスパイク状の過電圧を抑制
し、スイッチング素子を破壊から保護するとともに、過
電圧を発生させるエネルギーを効率よく回収できるスナ
バ回路に関するものである。
本発明は、ＤＣ−ＤＣ変換装置やスイッチングレギュレ
ータ等において、スイッチング素子がターンオフすると
きに発生するスパイク電圧を、低損失で抑制するため、
スイッチング素子に並列にトランスの１次巻線とコンデ
ンサを接続するとともに、２次巻線に整流器を接続して
、変換装置本体の直流回路に上記コンデンサに充放電さ
れたエネルギーを帰還させることによって、損失低減を
図り、かつ変換装置の効率の改善を図っている。
ータ等において、スイッチング素子がターンオフすると
きに発生するスパイク電圧を、低損失で抑制するため、
スイッチング素子に並列にトランスの１次巻線とコンデ
ンサを接続するとともに、２次巻線に整流器を接続して
、変換装置本体の直流回路に上記コンデンサに充放電さ
れたエネルギーを帰還させることによって、損失低減を
図り、かつ変換装置の効率の改善を図っている。
従来より、電話局においては、ＤＣ−ＤＣ変換装置が、
陽極用＋１５０ｖ電源１度数計登算用＋５０ｖ電源、搬
送用−２１Ｖ電源等に使用されている。これらの電源装
置は、直流４８Ｖを変換周波数４００Ｈｚの並列形イン
バータで交流に変換し、トランス２次側で電圧制御して
、整流、平滑することにより、必要な直流電圧に変換す
るものである。近時、小形化、高い変換効率、電気的雑
音の少ないものが要求されるため、スイッチングレギュ
レータが用いられるようになった。すなわち、ＤＣ−Ｄ
Ｃ変換装置では、トランジスタ等のスイッチング素子を
用いて一旦直流電圧を方形波の交流電圧に変換し、トラ
ンスにより入出力を絶縁するとともに、必要な電圧値に
昇圧あるいは降圧し、方形波交流電圧を整流、平滑して
、再び直流電圧を得る方式が、一般に採用されている。
陽極用＋１５０ｖ電源１度数計登算用＋５０ｖ電源、搬
送用−２１Ｖ電源等に使用されている。これらの電源装
置は、直流４８Ｖを変換周波数４００Ｈｚの並列形イン
バータで交流に変換し、トランス２次側で電圧制御して
、整流、平滑することにより、必要な直流電圧に変換す
るものである。近時、小形化、高い変換効率、電気的雑
音の少ないものが要求されるため、スイッチングレギュ
レータが用いられるようになった。すなわち、ＤＣ−Ｄ
Ｃ変換装置では、トランジスタ等のスイッチング素子を
用いて一旦直流電圧を方形波の交流電圧に変換し、トラ
ンスにより入出力を絶縁するとともに、必要な電圧値に
昇圧あるいは降圧し、方形波交流電圧を整流、平滑して
、再び直流電圧を得る方式が、一般に採用されている。
この方式では、直流電圧を交流電圧に変換する際の変換
周波数を高くすることにより、トランス、平滑回路のチ
ョークコンデンサを小形、軽量化できるので、高周波化
の検討が行われている６高周波化においては、スイッチ
ングスピードを早めて、スイッチング損失の低減を図る
必要がある。ＤＣ−ＤＣ変換装置においては、スイッチ
ングスピードを早めていくと、トランスの漏れインダク
タンスのためスイッチング素子がターンオフする際にス
パイク状の電圧が発生し、スイッチング素子を破壊した
り、あるいは雑音発生の原因となる。
周波数を高くすることにより、トランス、平滑回路のチ
ョークコンデンサを小形、軽量化できるので、高周波化
の検討が行われている６高周波化においては、スイッチ
ングスピードを早めて、スイッチング損失の低減を図る
必要がある。ＤＣ−ＤＣ変換装置においては、スイッチ
ングスピードを早めていくと、トランスの漏れインダク
タンスのためスイッチング素子がターンオフする際にス
パイク状の電圧が発生し、スイッチング素子を破壊した
り、あるいは雑音発生の原因となる。
このため、スイッチング素子にコンデンサ、抵抗、ダイ
オードからなるスナバ回路を並列に接続し、スイッチン
グ素子がターンオフする際のスパイク電圧を抑制する方
法が提案されている。
オードからなるスナバ回路を並列に接続し、スイッチン
グ素子がターンオフする際のスパイク電圧を抑制する方
法が提案されている。
第２図は、従来、提案されたスナバ回路の構成図である
。
。
第２図に示すように、ダイオード１６と抵抗１５の並列
回路にコンデンサ１７を直列に接続した回路を、スイッ
チング素子１４に並列に接続する。
回路にコンデンサ１７を直列に接続した回路を、スイッ
チング素子１４に並列に接続する。
このスナバ回路では、スイッチング素子１４がターンオ
フすると、トランス漏れインダクタンスに蓄積されたエ
ネルギーがダイオード１６を通してコンデンサ１７に移
行する。コンデンサ１７の容量がこのエネルギーを吸収
できる容量であれば。
フすると、トランス漏れインダクタンスに蓄積されたエ
ネルギーがダイオード１６を通してコンデンサ１７に移
行する。コンデンサ１７の容量がこのエネルギーを吸収
できる容量であれば。
スパイク電圧は発生しない。このエネルギーは、スイッ
チング素子１４がターンオンするまで、コンデンサ１７
で保持される。スイッチング素子１４がターンオンする
と、このエネルギーは抵抗１５で消費される。
チング素子１４がターンオンするまで、コンデンサ１７
で保持される。スイッチング素子１４がターンオンする
と、このエネルギーは抵抗１５で消費される。
このように、従来のスナバ回路を接続したＤＣ−ＤＣ変
換装置では、トランスの漏れインダクタンスに蓄えられ
たエネルギーはスイッチングごとに抵抗１５で消費され
るので、スイッチング回数が増加するに従って抵抗１５
での消費量が増加し。
換装置では、トランスの漏れインダクタンスに蓄えられ
たエネルギーはスイッチングごとに抵抗１５で消費され
るので、スイッチング回数が増加するに従って抵抗１５
での消費量が増加し。
ＤＣ−ＤＣ変換装置の効率低下の原因となる。また、こ
の場合、抵抗１５は大形化するとともに、この抵抗１５
から放熱させるためのスペースが大きくなるという問題
がある。
の場合、抵抗１５は大形化するとともに、この抵抗１５
から放熱させるためのスペースが大きくなるという問題
がある。
本発明の目的は、このような従来の問題を解決し、スイ
ッチング素子がターンオフするときに発生するスパイク
電圧を、低損失で抑制する簡単なスナバ回路を提供する
ことにある。
ッチング素子がターンオフするときに発生するスパイク
電圧を、低損失で抑制する簡単なスナバ回路を提供する
ことにある。
上記目的を達成するため、本発明のスナバ回路は、入力
直流電源と、直流を交流に変換するスイッチング素子と
、変換された交流を整流、平滑して負荷に供給する手段
とを備えた変換装置において、上記スイッチング素子に
、トランスの１次巻線とコンデンサの直列回路を並列に
接続し、かつ該トランスの２次巻線に整流回路を接続し
て、上記スイッチング素子のターンオンおよびターンオ
フ時に、上記コンデンサの充放電エネルギーを直流回路
に帰還させることに特徴がある。
直流電源と、直流を交流に変換するスイッチング素子と
、変換された交流を整流、平滑して負荷に供給する手段
とを備えた変換装置において、上記スイッチング素子に
、トランスの１次巻線とコンデンサの直列回路を並列に
接続し、かつ該トランスの２次巻線に整流回路を接続し
て、上記スイッチング素子のターンオンおよびターンオ
フ時に、上記コンデンサの充放電エネルギーを直流回路
に帰還させることに特徴がある。
本発明では、スイッチング素子にコンデンサとトランス
の１次巻線の直列回路を接続して、このトランスの２次
巻線に整流回路を接続することにより、トランスの漏れ
インダクタンスに蓄えられたスパイク電圧を発生させる
エネルギーを効率よく回収する。
の１次巻線の直列回路を接続して、このトランスの２次
巻線に整流回路を接続することにより、トランスの漏れ
インダクタンスに蓄えられたスパイク電圧を発生させる
エネルギーを効率よく回収する。
以下、本発明の実施例を、図面により詳細に説明する。
第１図は、本発明の一実施例を示すスナバ回路を接続し
たＤＣ−ＤＣ変換装置の構成図である。
たＤＣ−ＤＣ変換装置の構成図である。
第１図において、１は直流基原、２はクランプダイオー
ド、３はスイッチングトランジスタ、４はトランス、５
は整流ダイオード、６はフリーホイルダイオード、７は
チョークコイル、８はコンデンサ、９は負荷、１０はス
ナバ用トランス、１１はスナバ用コンデンサ、１２．１
３はスナバ用ダイオードである。
ド、３はスイッチングトランジスタ、４はトランス、５
は整流ダイオード、６はフリーホイルダイオード、７は
チョークコイル、８はコンデンサ、９は負荷、１０はス
ナバ用トランス、１１はスナバ用コンデンサ、１２．１
３はスナバ用ダイオードである。
いま、スイッチングトランジスタ３のベースに正の信号
を与えると、スイッチングトランジスタ３はターンオン
し、トランス４の１次巻線ｎ１１に直流電源（電圧をＥ
とする）ｌが印加される。トランス４の２次巻線ｎ１２
にはｎｌ・Ｅ ／ ｎ １なる電圧が発生し、この電圧
は整流ダイオード５により整流された後、チョークコイ
ル７、コンデンサ８により平滑され、負荷９に電力が供
給される。
を与えると、スイッチングトランジスタ３はターンオン
し、トランス４の１次巻線ｎ１１に直流電源（電圧をＥ
とする）ｌが印加される。トランス４の２次巻線ｎ１２
にはｎｌ・Ｅ ／ ｎ １なる電圧が発生し、この電圧
は整流ダイオード５により整流された後、チョークコイ
ル７、コンデンサ８により平滑され、負荷９に電力が供
給される。
一方、トランス４の３次巻線ｎ１３には、ｎ３・Ｅ ／
ｎ １なる電圧が発生するので、クランプダイオード
２には、Ｅ ＋ ｎ ３ ・Ｅ ／ ｎ １が逆電圧と
して印加される０次に、スイッチングトランジスタ３の
ベースに負の信号を与えると、スイッチングトランジス
タ３は急速にターンオフする。このとき、トランス４の
漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーは、スナバ
回路のトランス１０とダイオード１２によりコンデンサ
８に移される。スイッチングトランジスタ３がターンオ
フした後は、トランス４の各巻線には、励磁エネルギー
によりスイッチングトランジスタ３がオンしていたとき
の電圧とは逆極性の電圧が発生する。このため、クラン
プダイオード２がオンして、トランス４の３次巻線ｎ１
３の電圧を電源電圧Ｅにクランプしながら、励磁エネル
ギーを直流電源１に帰還させる。巻線ｎ１１には、ｎｌ
・Ｅ ／ ｎ ３なる電圧が印加される。従って、ス
ナバ用コンデンサ１１は、Ｅ＋ｎ１・Ｅ ／ ｎ ３に
充電される。なお、トランス４の春巻線ｎ１１．ｎ１２
ｔｎ１３の巻数を。
ｎ １なる電圧が発生するので、クランプダイオード
２には、Ｅ ＋ ｎ ３ ・Ｅ ／ ｎ １が逆電圧と
して印加される０次に、スイッチングトランジスタ３の
ベースに負の信号を与えると、スイッチングトランジス
タ３は急速にターンオフする。このとき、トランス４の
漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーは、スナバ
回路のトランス１０とダイオード１２によりコンデンサ
８に移される。スイッチングトランジスタ３がターンオ
フした後は、トランス４の各巻線には、励磁エネルギー
によりスイッチングトランジスタ３がオンしていたとき
の電圧とは逆極性の電圧が発生する。このため、クラン
プダイオード２がオンして、トランス４の３次巻線ｎ１
３の電圧を電源電圧Ｅにクランプしながら、励磁エネル
ギーを直流電源１に帰還させる。巻線ｎ１１には、ｎｌ
・Ｅ ／ ｎ ３なる電圧が印加される。従って、ス
ナバ用コンデンサ１１は、Ｅ＋ｎ１・Ｅ ／ ｎ ３に
充電される。なお、トランス４の春巻線ｎ１１．ｎ１２
ｔｎ１３の巻数を。
それぞれ”ｌ ｔ ”２ ｅ ｎ３としてし）る。
一方、整流ダイオード５はオフし、フリーホイルダイオ
ード６がオンして、チョークコイル７の電流を連続して
流す、トランス４の励磁エネルギーがなくなると、トラ
ンス４の各巻線の電圧は零となる。従って、スイッチン
グトランジスタ３、スナバ用コンデンサ１１に加えられ
る電圧は、電源電圧Ｅとなる０次に、再度スイッチング
トランジスタ３のベースに正の信号を与えると、スイッ
チングトランジスタ３はターンオンする。このとき、ス
ナバ用コンデンサ１１のエネルギーは、スナバ用トラン
ス１０．スナバ用ダイオード１３によりコンデンサ８に
移される。この結果から明らかなように、第２図に示す
従来のスナバ回路に比べて、コンデンサに蓄えられた電
荷を抵抗で消費させないでよく、すべてコンデンサ８に
充電させるため、スナバ回路の損失低減が可能となり、
ＤＣ−ＤＣ変換装置の効率改善が図れる。例えば、直流
電圧２００Ｖ、出力電圧４０ｖ、変換周波数１００ＫＨ
ｚのＤＣ−ＤＣ変換装置において、出力電流７Ａとした
ときに、従来の抵抗、コンデンサ、ダイオードからなる
スナバ回路では、ＤＣ−ＤＣ変換装置の効率は９０．７
％であったのに対して、同一のＤＣ−ＤＣ変換装置で本
発明のスナバ回路を用いた場合の効率は、９２．０％と
なり、約４．４Ｗの損失を低減できた。
ード６がオンして、チョークコイル７の電流を連続して
流す、トランス４の励磁エネルギーがなくなると、トラ
ンス４の各巻線の電圧は零となる。従って、スイッチン
グトランジスタ３、スナバ用コンデンサ１１に加えられ
る電圧は、電源電圧Ｅとなる０次に、再度スイッチング
トランジスタ３のベースに正の信号を与えると、スイッ
チングトランジスタ３はターンオンする。このとき、ス
ナバ用コンデンサ１１のエネルギーは、スナバ用トラン
ス１０．スナバ用ダイオード１３によりコンデンサ８に
移される。この結果から明らかなように、第２図に示す
従来のスナバ回路に比べて、コンデンサに蓄えられた電
荷を抵抗で消費させないでよく、すべてコンデンサ８に
充電させるため、スナバ回路の損失低減が可能となり、
ＤＣ−ＤＣ変換装置の効率改善が図れる。例えば、直流
電圧２００Ｖ、出力電圧４０ｖ、変換周波数１００ＫＨ
ｚのＤＣ−ＤＣ変換装置において、出力電流７Ａとした
ときに、従来の抵抗、コンデンサ、ダイオードからなる
スナバ回路では、ＤＣ−ＤＣ変換装置の効率は９０．７
％であったのに対して、同一のＤＣ−ＤＣ変換装置で本
発明のスナバ回路を用いた場合の効率は、９２．０％と
なり、約４．４Ｗの損失を低減できた。
なお、本実施例では、スナバ回路のコンデンサ１１の充
放電エネルギーを整流器１２．１３を介して本体側のコ
ンデンサ８に帰還させているが、帰還光はここに限定さ
れることなく、直流回路であればどこでもよい。例えば
、第１図の入力直流電源１の両端に帰還させてもよいし
、また図示していないが、スイッチング素子３のベース
に接続されている制御回路の直流部分に帰還させてもよ
い。また、本実施例では、ＤＣ−ＤＣ変換装置に本発明
のスナバ回路を適用した場合について説明したが、その
他、スイッチングレギュレータやＤＣ−ＡＣ変換装置等
にも適用できるのは勿論である。
放電エネルギーを整流器１２．１３を介して本体側のコ
ンデンサ８に帰還させているが、帰還光はここに限定さ
れることなく、直流回路であればどこでもよい。例えば
、第１図の入力直流電源１の両端に帰還させてもよいし
、また図示していないが、スイッチング素子３のベース
に接続されている制御回路の直流部分に帰還させてもよ
い。また、本実施例では、ＤＣ−ＤＣ変換装置に本発明
のスナバ回路を適用した場合について説明したが、その
他、スイッチングレギュレータやＤＣ−ＡＣ変換装置等
にも適用できるのは勿論である。
以上説明したように、本発明によれば、スナバ回路で抵
抗による損失がなく、スイッチング素子がターンオフす
るときに発生するスパイク電圧を低損失で抑制できるの
で、放熱スペースが不要になる上、ＤＣ−ＤＣ変換装置
の効率向上が可能となり、その結果、変換装置の小形化
、軽量化が図れる利点がある。
抗による損失がなく、スイッチング素子がターンオフす
るときに発生するスパイク電圧を低損失で抑制できるの
で、放熱スペースが不要になる上、ＤＣ−ＤＣ変換装置
の効率向上が可能となり、その結果、変換装置の小形化
、軽量化が図れる利点がある。
第１図は本発明の一実施例を示すスナバ回路を接続した
ＤＣ−ＤＣ変換装置の構成図、第２図は従来のスナバ回
路の構成図である。 １：直流電源、２：クランプダイオード、３ニスイツチ
ングトランジスタ、４ニドランス、５：整流ダイオード
、６：フリーホイルダイオード、７：チョークコイル、
８：コンデンサ、９：負荷、１０：スナバ用トランス、
１１：スナバ用コンデンサ、１２．１３ニスナノ（用ダ
イオード。 第１図 第 ２ 図
ＤＣ−ＤＣ変換装置の構成図、第２図は従来のスナバ回
路の構成図である。 １：直流電源、２：クランプダイオード、３ニスイツチ
ングトランジスタ、４ニドランス、５：整流ダイオード
、６：フリーホイルダイオード、７：チョークコイル、
８：コンデンサ、９：負荷、１０：スナバ用トランス、
１１：スナバ用コンデンサ、１２．１３ニスナノ（用ダ
イオード。 第１図 第 ２ 図
Claims (1)
- （１）入力直流電源と、直流を交流に変換するスイッチ
ング素子と、変換された交流を整流、平滑して負荷に供
給する手段とを備えた変換装置において、上記スイッチ
ング素子に、トランスの１次巻線とコンデンサの直列回
路を並列に接続し、かつ該トランスの２次巻線に整流回
路を接続して、上記スイッチング素子のターンオンおよ
びターンオフ時に、上記コンデンサの充放電エネルギー
を直流回路に帰還させることを特徴とするスナバ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60165574A JPH07101988B2 (ja) | 1985-07-26 | 1985-07-26 | スナバ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60165574A JPH07101988B2 (ja) | 1985-07-26 | 1985-07-26 | スナバ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6225877A true JPS6225877A (ja) | 1987-02-03 |
| JPH07101988B2 JPH07101988B2 (ja) | 1995-11-01 |
Family
ID=15814942
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60165574A Expired - Fee Related JPH07101988B2 (ja) | 1985-07-26 | 1985-07-26 | スナバ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07101988B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0442777A (ja) * | 1990-06-06 | 1992-02-13 | Nec Corp | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS583787U (ja) * | 1981-06-29 | 1983-01-11 | 富士電気化学株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ回路 |
-
1985
- 1985-07-26 JP JP60165574A patent/JPH07101988B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS583787U (ja) * | 1981-06-29 | 1983-01-11 | 富士電気化学株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ回路 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0442777A (ja) * | 1990-06-06 | 1992-02-13 | Nec Corp | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07101988B2 (ja) | 1995-11-01 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2680914B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JPH11243646A (ja) | 充電器用のコンバータ回路 | |
| JPS6036710B2 (ja) | 電源装置 | |
| US7289338B2 (en) | Input to output isolated DC-DC converter | |
| JPH0947022A (ja) | 直流コンバータ装置 | |
| KR20030070273A (ko) | 역률보상 단일단 컨버터 | |
| JPH07101988B2 (ja) | スナバ回路 | |
| JP3275856B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP4461446B2 (ja) | 交直両用電源装置 | |
| JP3400132B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JPH06284713A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2003092881A (ja) | 電源装置の制御回路用電源 | |
| JPH0795770A (ja) | 交流入力電源装置 | |
| JPH0678537A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2003116233A (ja) | 無停電電源装置 | |
| JPH0919139A (ja) | スイッチング電源 | |
| JP2019106811A (ja) | 絶縁型スイッチング電源 | |
| JPH0556665A (ja) | 電源装置 | |
| JPH0731145A (ja) | 力率改善型コンバ−タ | |
| JP4329451B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2003250272A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH0715967A (ja) | スイッチング電源 | |
| JP3231175B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH0591744A (ja) | スイツチングレギユレータ | |
| JPH0734629B2 (ja) | 電力変換器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |