JPS62260559A - スイツチング電源回路におけるノイズ低減回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 本発明はスイッチング電源回路におけるノイズ低減回路
に関するものである。さらに詳しくは、近時、スイッチ
ング電源回路を小形化するために、高周波スイッチング
方式を採用することが一般化しつつある０本発明は、こ
のようなスイッチング電源回路において、変圧器の２次
側の整流ダイオードのターンオフ時のノイズを低減する
ことを目的とするものである 「従来の技術」 いわゆるホワードコンバータ回路を利用したスイッチン
グ電源回路は、第９図に示すように、入力直流電源端子
（１）　（２）間に、変圧器（３）の１次巻線（４）と
半導体スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（５）とを
直列に接続し、前記変圧器（３）の２次巻線（６）に２
個の整流器（７）（８）を接続し、このうち転流整流器
（８）の両端に、ｆ波用リアクタ（９）とコンデンサ（
１０）を接続し、さらに、出力端子（１１）（１２）間
の出力電圧を検出増幅回路（１３）で検出増幅してアイ
ソレータ（１４）を介して前記ＭＯＳＦＥＴ（５）の開
閉制御して出力電圧を安定化させるものである。

ｒ本発明が解決しようとする間麗点」 以上のようなスイッチング電源装置において出力に現わ
れるノイズは最も重要なトラブルである。

第９図に示したいわゆるホワードコンバータ回路におい
て、最も大きいノイズの発生源は変圧器（３）の２次巻
線（６）に接続された整流器（７）　（８）のターンオ
フ時である。すなわち、第１０図（ｂ）において、Ｉｉ
は第９図の２次電流Ｉｉを示しており、この第１０図（
ａ）（ｂ）のＴ、−Ｔ４はＭＯＳＦＥＴ（５）の導通時
である。この時、ＭＯＳＦＥＴ（５）のターンオン時の
Ｔ、時より電流Ｉｉは加速され１２時に至って、Ｔ２以
前に整流器（８）とリアクタ（９）との間に転流した電
流は遮断されＴ２−Ｔ、間には整流器（８）のターンオ
フ時のリカバリ電流Ｉｒ２が加算されて流れる。

次に１４時にＭＯＳＦＩＥＴ（５）がターンオフすると
整流器（７）の印加電圧は逆転し電流は減速し、さらに
整流器（７）のリカバリ電流Ｉｒ１が流れる。ある程度
リカバリ電流を吸収すると整流器（７）は逆電圧阻止機
能を有するに至り、Ｔ５−１６間に急速にＩｒｌは減少
して零となる。このＴ５−’ｒｅ、Ｔ２−Ｔ３等の整流
器（７）　（８）等のリカバリ電流の減少時に出力電圧
には第１０図（ａ）に示したようなノイズＶｎ１．Ｖｎ
２が出現する。このノイズ低減のため整流器（７）　（
８）には第９図に示すように通常抵抗（１５）　（１６
）とコンデンサ（１７）　（１ｇ）を直列にしたいわゆ
るスナツパ回路を付加する。これらの処置によってノイ
ズは相当程度減少するが、抵抗（１５）（１６）、コン
デンサ（１７）　（１８）等の素子は電力損失を発生す
る。殊にこれはＭＯＳＦＥＴ　（５）の開閉周波数を高
める時は、大きな損失となり、この損失を減少してかつ
有効にノイズ低減を低減させるのは、電源の設計、製造
上重大な課題であった。

この解決の違った試みは第１１図のように変圧器（３）
の２次巻線（６）と整流器（７）との間に角型飽和特性
を有するリアクトル（１９）を挿入することによって行
われていた。以下このリアクトル（１９）によって改善
される理由を解明するとともにそれの有する欠点を説明
し１次に本発明によってこの特徴を保持しながら欠点を
克服する手段を説明する。

第１２図は第１１図の変圧器（３）の２次側電圧Ｖｉ、
可飽和リアクトル（１９）の印加電圧Ｖｓおよび通過電
流Ｉｉを示している。これらの図において、まず１４時
に電圧Ｖｉが逆転すると第１１図出力端子（１２）側が
正となる方向にＶｉが印加される。この瞬間には整流器
（７）は逆阻止能力をもっていないので。

電流Ｉｉはピーク値より減少するのみならず、Ｔ４−１
５間のリカバリの逆電流Ｉｉｒが通過する。この逆電流
の大きさと形状は第１３図のりアクドル（１９）の磁束
φ、電流Ｉｉカーブに示された特性によって限定され、
そのピーク値も第１０図（ｂ）のＩｒｌよりも著しく減
少するのみならずその減少時の波形も緩かなものとなる
。従って、この電圧逆転時に発生する第１０図（ａ）の
Ｖｎ２で示されたノイズは著しく減少する。なお、Ｔ２
−’ｒ、間の電流Ｉｉの立上り時に発生するノイズも第
１０図（ａ）よりも減少する。これはりアクドル（１９
）の飽和時の残留インダクタンスによって、Ｉｉｒの立
上りが緩かになるからである。

以上が角型飽和リアクトル（１９）を挿入したことの利
点である。しかし、この欠点は利用できるパルス巾がＴ
３−Ｔ４間に制限されることと、リアクトル（１９）の
電力損失であり、従来方式の第９図に比べても全体の能
率が低下する。

ｒ問題点を解決するための手段」 以上の欠点を克服するため本発明においては直流入力電
源に変圧器の１次巻線と半導体スイッチング素子を直列
に接続し、この変圧器の２次巻線に整流器を２個接続し
、このうち転流整流器の両端に濾波用リアクタとコンデ
ンサを結合し、また、出力端子間に出力電圧を検出する
検出増幅回路を結合し、この検出増幅回路の信号で前記
半導体スイッチング素子を開閉制御して出力電圧を安定
化させるようにしたコンバータ回路において、前記変圧
器と整流器との間に、角型飽和特性を有するリアクタを
挿入し、このリアクタの両端に、！１流器と直線性リア
クタの直列回路を結合してなるものである。

「作用」 以上のような構成とすることにより、まず、第１１図に
よるノイズ低減の作用は全く同等であるばかりか、第１
２図のＴｌ−Ｔ２間のいわゆるデッドタイムもほとんど
存在しない。

「実施例」 以下１本発明の実施例を第１図ないし第８図により説明
する。なお、従来回路と同一部分は同一符号とする。

第１図において、（１’）（２）は直流電源の入力端子
で、この入力端子（１）　（２）間には、変圧器（３）
の１次巻線（４）と、半導体開閉素子であるＭＯＳＦＥ
Ｔ（５）が直列に結合されている。前記変圧器（３）の
２次巻線（６）の一方端には角型飽和特性のリアクタ（
１９）。

整流器（７）、濾波用リアクタ（９）を順次直列に介在
して一方の出力端子（１１）に接続されている。また、
２次巻線（６）の他方端と、前記整流器（７）のカソー
ド間には、転流整流器（８）が結合され、出力端子（１
１）　（１２）間には濾波用コンデンサ（１０）が結合
されている。さらに、出力端子（１１）　（１２）には
、出力電圧を検出し増幅するための検出増幅回路（１３
）が結合され、この検出増幅回路（１３）は、絶縁のた
めのアイソレータ（１４）を介して前記ＭＯ５ＦＥＴ　
（５）のゲートに結合−されている。

このような回路において、本発明では、前記角型飽和特
性のリアクタ（１９）の両端に、整流器（２０）と直線
性リアクタ（２１）の直列回路を挿入し、また、転流整
流器（８）の両端に、抵抗（１６）とコンデンサ（１８
）の直列回路を結合し、さらに、この抵抗（１６）の両
端に、前記転流整流器（８）と逆向きに整流器（２２）
を結合したものである。

以上のような構成において、２次巻線（６）の電圧Ｖｉ
が（＋）時は整流器（２０）に阻止されて直線性リアク
タ（２１）には電圧、電流は存在しない。しかるに、゛
この電圧Ｖｉが（−）印加のＴ４−Ｔ７間を説明する。

整流器（７）が逆阻止機能を回復しないＴ４−１５間に
は前記第１２図のＴ４−’ｒ５間と同様の電圧が印加さ
れる。なお整流器（２０）の順方向電圧降下を零と仮定
する。このＴ４−’ｒ５間の電圧により直線性リアクタ
（２１）に電流工、が流れ、１５時までは加速される。

１５時において、整流器（７）が逆阻止機能を回復する
と電圧ｖ４は零となり、次にＴ　５−Ｔ　５を間におい
て電流■４は減速する。

この間電圧ｖ４は ｄ（Ｌ） Ｖ４＝Ｌ− ｔ が誘起され、これはＴ４−Ｔ５間の電圧積であり、また
直線性インダクタンスの特性として当然下記上記右項の
ｖ４は、リアクタ（１９）の電源となる。

このＴ　ｓ　−Ｔ　ａ　’間はリアクタ（１９）は不飽
和の領域にあって高インピーダンスであるため、電圧Ｖ
４はほとんど等量がリアクタ（１９）に加すり右項の電
圧時間積と等量の磁束がセットされる。

これを第３図について説明すると、１５時点においてセ
ットされた磁束はＴ５’点においてほとんど飽和点に近
い位置に引戻されることを意味する。

Ｔ７（Ｔｔ）点になって電圧Ｖｉが正に転すると。

この時は第３図より明らかなようにほとんど磁束φ−雷
電流ｉの特性曲線上、飽和点の近くなってい時間積も、
またＴ、−Ｔ、間という時間も必要とせず、直にリアク
タ（１９）は飽和し、電流Ｉｉが上昇を開始する。

このようにして、第１１１方式において第１２図のＴ□
−１２間に存在したデッドタイムは第１国力式では存在
しないことになる。

のでリアクタ（１９）の電力損失は半減する。なお、整
流器（２０）が存在しないと’ｒ、−’ｒ４間に工４と
逆方向の電流が通過してリアクタ（２１）を過熱するの
みならず、以上の諸動作を不可能とするものであり、こ
の整流器（２０）は本発明の必要条件である。

以上の動作は第４図および第５図に示す全波出力型にお
いても全く同様に作用する。すなわち、第４図において
は、入力直流電源端子（ＩＯ２）に変圧器（３）の１次
巻線（４）と交互に開閉動作をする２個のＭＯＳＦＥＴ
（５ａ）　（５ｂ）を直列に接続し、また、前記変圧器
（３）の２次巻線（６）に２個の整流器（７ａ）　（７
ｂ）と濾波用チョーク（９）およびコンデンサ（１９）
を結合し、さらに出力端子（１１）（１２）に結合され
た出力電圧の検出増幅回路（１３）、アイソレータ（１
４ａ）　（１４ｂ）を介して前記ＭＯ５ＦＥＴ　（５ａ
）　（５ｂ）のゲートに結合して交互に開閉制御動作を
行わしめて出力電圧を安定化させるいわゆるハーフブリ
ッジ、フルブリッジ、プッシュプル等の余波出力型コン
バータ回路において、変圧器（３）の２次巻線（６）と
センタタップ型に直列に結合された整流器（７ａ）　（
７ｂ）との間にそれぞれ角型飽和特性を有するリアクタ
（１９ａ）（１９ｂ）を挿入し、これらのリアクタ（Ｌ
９ａ）　（１９ｂ）の両端に整流器（２０ａ）　（２０
ｂ）と直線性リアクタ（２１ａ）　（２１ｂ）の直列回
路を接続したものである。

また、第５図においては、第４図と同様ハーフブリッジ
、フルブリッジ、プッシュプル等の全波出力型コンバー
タ回路において、変圧器（３）の２次巻線（６）に４個
の整流器（７ａ）　（７ｂ）　（７ｃ）　（７ｄ、）を
いわゆるブリッジ型に結合し、各整流器（７ａ）　（７
ｂ）　（７ｃ）（７ｄ）との間に角型飽和特性を有する
リアクタ（１９ａ）　（１９ｂ）　（１９ｃ）　（１９
ｄ）を挿入し、これらのリアクタ（１９ａ）　（１９ｂ
）　（１！Ｊｃ）　（１９ｄ）の両端に整流器（２０ａ
）　（２０ｂ）（２Ｑｃ）　（２Ｑｄ）と直線性リアク
トル（２１ａ）　（２１ｂ）　（２１ｃ）（２１ｄ）と
の直列回路をそれぞれ接続したものである。

これら第４図と第５図においても第１図と全く同様に作
用することは自明である。

前記第１図、第４図、第５図において、リアクタ（１９
）、（１９ａ）　（１９ｂ）　（１９Ｃ）　（１９ｄ）
は角型特性を有するものが望ましいが、ギャップ入り直
線性リアクトル以外ならばフェライト磁芯のリアクタに
ても本動作は可能である。

また本発明のような回路構成にすれば第９図の整流器（
７）に接続した抵抗（１５）とコンデンサ（１７）は不
要となり、この電力損失はなくなる。しかもつぎに述べ
るように転流整流器（８）のスナツパ回路を改良すれば
著しくこれ等の損失は減少し第９図の回路に比較してノ
イズのみならず効率も甚しく改善されるものであり、こ
れはまた高周波化によってさらに顕著となるものである
。

これをさらに詳しく説明する。

第７図は転流整流器（８）について、第９図の従来の回
路同様抵抗（１６）とコンデンサ（１８）からなるスナ
ツパ回路を付加したものであるが、この方式だとリアク
タ（１９）の飽和によるターンオンのＴ３時にリアクタ
（１９）の残留インダクタンスとコンデンサ（１８）と
の共振により第６図（ｂ）のように、定常電圧の３倍位
のスパイク電圧が発生し、これがまた出力端のノイズを
増大させるが、第８図のように抵抗（１６）と並列に転
流整流器（８）と逆向きの整流器（２２）を結合すると
、このスパイク電圧は第６図（ｃ）のように定常印加電
圧の１．２〜１．５倍位に抑制される。これはリアクタ
（１９）の残留インダクタンスを逆に有効に利用したも
のであり、これにより出力ノイズは甚しく低減される。

これは第７図と第８図の抵抗（１６）とコンデンサ（１
８）の常数も甚しく異なることによるものである。

例えば出力１５Ｖ、３Ａ、５００にｌｌｚ回路において
第７図においては抵抗（１６）が２２０Ω２ｗで、コン
デンサ（１８）が２００ＰＦ。

第８図においては抵抗（１６）が２０にΩ＋Ｖで、コン
デンサ（１８）が１ｏ００ｐＦ。

となり、第８図の回路はいわゆる電圧クランプ回路であ
り、ノイズ抑制に勝れているのみならず、第７図におい
ては抵抗（１６）とコンデンサ（１８）の電力損失が１
．５Ｗであったが、第８国力式では０．２５１であった
。また第７図の方式では損失は周波数の増大とともに比
例して増大するが、第８図の方式は電圧クランプ回路の
特質上はとんどその損失は周波数に無関係である。

つぎに、第１４図は本発明をいわゆるチョッパー型スイ
ッチング電源回路に応用した例を示すものである。すな
わち、従来の回路では半導体開閉素子（５）のターンオ
ン時に転流整流器（８）に大きな逆リカバリ電流が流れ
、これが出力側に大きなノイズ電圧を発生していた。本
発明では、転流整流器（８）と直列に角型飽和特性リア
クタ（１９）を挿入し、このリアクタ（１９）の両端に
、整流器（２０）と直線性リアクタ（２１）の直列回路
を挿入したものである。

このような構成とすることにより、転流整流器（８）の
ターンオン時（これは半導体開閉素子のターンオフ時で
ある。）の特性を阻害することなく、転流整流器（８）
のリカバリ電流を抑制し、これに基因する出力ノイズが
甚しく減少することは前述の動作と同様である。

「発明の効果」 本発明は以上のように構成したので、ノイズ抑制の効果
は従来方式の２倍以上強力であり、またその部分の電力
損失は１／３程度であり、この特質は高周波化にともな
って顕著となるものであり実用に供して効果甚大である
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるコンバータ回路におけるノイズ低
減回路の第１実施例を示す電気回路図、第２図は第１図
における各部の出力波形図、第３図は磁束、電流特性曲
線図、第４図は本発明の第２実施例を示す電気回路図、
第５図は本発明の第３実施例を示す電気回路図、第６図
は第７図と第８図の出力波形図、第７図はスナツパ回路
図、第８図は改良されたスナツパ回路図、第９図は従来
のコンバータ回路図、第１０図は第９図の各部の出力波
形図、第１１図は第９図の要部の回路図、第１２図は第
１１図の各部の出力波形図、第１３図は第１１図の磁束
、電流特性曲線図、第１４図は本発明の第４実施例を示
す電気回路図である。 （１）（２）・・・入力電源端子、（３）・・・変圧器
、（４）・・・１次巻線、（５）　（５ａ）　（５ｂ）
−半導体開閉素子（ＭＯＳＦＥＴ）、（６）　・２次巻
線、　（７）　（７ａ）　（７ｂ）　（７ｃ）　（７ｄ
）　（８）　（２０）　（２０ａ）　（２０ｂ）　（２
０ｃ）　（２０ｄ）　（２２）−整流器、（９）　（１
９）　（１９ａ）（１９ｂ）　（１９ｃ）　（１９ｄ）
−リアクタ、（１０）　（１７）　（１ｇ）　・・・コ
ンデンサ、（１１）（１２）・・・出力端子、（１３）
・・・出力電圧検出増幅回路、（１４）　（１４ａ）　
（１４ｂ）−アイソレータ、（１５）　（１６）・・・
抵抗。 ｙ４　１　　図 第　２　図 第　　４　（ト） 第　６５！Ｊ 第　７　図 Ｍ　８　口 第９図 男　１０　　図 １＋　Ｔ２１３１４七お 男　１１　　口 男　１２　　口 一一一一ノエノ

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力直流電源端子に変圧器の１次巻線と半導体開
   閉素子を直列に接続し、前記変圧器の２次巻線に整流器
   を２個接続し、このうちの転流整流器の両端に濾波用リ
   アクタと濾波用コンデンサを結合し、出力電圧の検出増
   幅回路をアイソレータを介して前記半導体開閉素子に結
   合し、前記半導体開閉素子の開閉を制御して出力電圧を
   安定化させるようにしたコンバータ回路において、前記
   変圧器とこの変圧器に直列結合された整流器との間に角
   型飽和特性を有するリアクタを挿入し、このリアクタの
   両端に整流器と直線性リアクタの直列回路を接続してな
   ることを特徴とするスイッチング電源回路におけるノイ
   ズ低減回路。
2. （２）転流整流器の両端に抵抗とコンデンサの直列回路
   を結合し、かつこの抵抗の両端に整流器を転流整流器と
   逆向に結合してなることを特徴とする特許請求の範囲第
   １項記載のスイッチング電源回路におけるノイズ低減回
   路。
3. （３）入力直流電源端子に変圧器の１次巻線と交互に開
   閉動作をする２個以上の半導体開閉素子を直列に接続し
   、この変圧器の２次巻線に２個以上の整流器と、濾波用
   チョークとコンデンサを結合し、出力電圧の検出増幅回
   路をアイソレータを介して前記半導体開閉素子に結合し
   、これらの半導体開閉素子を交互に開閉を制御して出力
   電圧を安定化させる全波出力型コンバータ回路において
   、前記変圧器の２次巻線とセンタタップ型に直列に結ば
   れた複数個の整流器との間に角型飽和特性を有するリア
   クタをそれぞれ挿入し、このリアクタの両端に整流器と
   直線性リアクタの直列回路を接続してなることを特徴と
   するスイッチング電源回路におけるノイズ低減回路。
4. （４）変圧器の２次巻線に４個の整流器をブリッジ型に
   結合し、２次巻線と各整流器との間に角型飽和特性を有
   するリアクタをそれぞれ挿入し、これらのリアクタの両
   端に整流器と直線性リアクタの直列回路を接続したこと
   を特徴とする特許請求の範囲第３項記載のスイッチング
   電源回路におけるノイズ低減回路。
5. （５）整流器の出力の両端に抵抗とコンデンサの直列回
   路を結合し、かつその抵抗の両端に整流器を主整流器と
   逆向に結合してなることを特徴とする特許請求の範囲第
   ３項または第４項記載のスイッチング電源回路における
   ノイズ低減回路。
6. （６）半導体開閉素子でチョッピングされたパルス信号
   を、転流整流器、濾波用リアクタ、コンデンサを介して
   直流出力電圧を得、この出力電圧を検出増幅回路で検出
   増幅して前記半導体開閉素子の開閉期間を制御して所望
   の出力を得るように構成されたチョッパー型スイッチン
   グ電源回路において、前記転流整流器と直列に角型飽和
   特性を有するリアクタを挿入し、このリアクタの両端に
   整流器と直線性リアクタの直列回路を接続してなること
   を特徴とするスイッチング電源回路のノイズ低減回路。