JPS62281631A - デ−タ伝送装置の同期信号検出回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の詳細な説明 以下の順序で本発明を説明する。

Ａ　産業上の利用分野 Ｂ　発明の概要 Ｃ従来の技術 Ｄ　発明が解決しようとする問題点 Ｅ　問題点を解決するだめの手段（第１図）Ｆ　作用 Ｇ　実施例 Ｇ１　同期信号検出回路の構成（第１図）Ｇ２同期信号
検出回路の検出動作（第２図）Ｇ３同期信号検出回路の
具体的回路例（第３図） Ｈ発明の効果 Ａ　産業上の利用分野 本発明は、例えばディジタルオーディオインターフェー
スの伝送方式による種々のサンプリング周波数のディジ
タルオーディオ信号の同期信号の検出を行なうデータ伝
送装置の同期信号検出回路に関する。

Ｂ　発明の概要 本発明は、例えばディジタルオーディオインターフェー
スの伝送方式による種々のサンプリング周波数のディジ
タルオーディオ信号の同期信号の検出を行なうデータ伝
送装置の同期信号検出回路において、デジタルデータ信
号のエツジを抽出するエツジ抽出回路と、このエツジ抽
出回路のエツジ抽出信号が供給される毎に電流発生回路
の出力電流の充電を繰り返す充電回路と、この充電回路
の充電電圧のレベルを検出するレベル検出回路と、この
充電回路の充電電圧のピークレベルを検出するピークレ
ベル検出回路と、このピークレベル検出回路の検出信号
と基準信号とを比較する比較手段とよりなり、充電電圧
が所定値以上になったこと’ｔＶペル検出回路が検出し
たとき同期信号を作成すると共に、上記充電電圧のピー
クツベルが基準信号レベルとずれていることを比較手段
が検出したとき基準信号レベルと等しくなるように１ｒ
、流発生回路の出力電流を制御するようにしたことによ
り、同期信号の検出が簡単な構成で広いサンプリング周
波数帯域に亘って連続的に行なえるようくしたものであ
る。

Ｃ従来の技術 ディジタル伝送方式の一種にディジタルオーディオイン
ターフェースの伝送方式と云うものがある。このディジ
タルオーディオインターフェースでは、１本のディジタ
ルケーブルでＬチャンネル。

Ｌチヤンネル２つのデータを伝送する。このため、第４
図Ａに示すようにＬチャンネルデータとＲチャンネルデ
ータを交互に送受信する時分割多重伝送方式を用いる。

そして、例えばコンパクトディスクのようにサンプリン
グ周波数が４４．　Ｉ　ＫＨｚの場合、Ｌチャンネル、
Ｒチャンネル夫々のデータは１秒間に４４１００個ずつ
、両チャンネルあわせて８８２００個伝送される。一つ
のチャンネルデータ区間（ワード）の長さは、１１．３
４μ秒である。またひとつのワードは３２ビツトで構成
され、ビットの区分けは、この場合第４図Ｂに示すよう
になされている。すなわち、同図ておいて、最初の４ビ
ツトは同期をとるための５ＹＮＣ部分で、後述のプリア
ンプルがはめ込まれている。次はオーディオデータが入
る部分で、２４ビツトのフィールドがある。

ただし、コンパクトディスクのようにオーディオデータ
としては１６ビツトのものが多く、現在ではうしろから
１６ビツトのみを使用している。最後の４ビツトはエン
ファシスの０Ｎ１０Ｆ’Ｆやサブコード等のデータに付
随した情報をのせるコントロール部分である。

このように組み立てたデータには、第４図Ｃに示すよう
にデータ＋１１０７１に１回、反転データ″１′に２回
反転を対応させたいわゆるパイフェーズマーク（ｂｉｐ
ｈａｓｅ　ｍａｒｋ）と呼ばれる変調がかけられる。

ただし同期信号部分は例外で、プリアングル（ｐｒｅａ
−ｍｂｌｅ）と呼ばれる特殊なパターンがはめ込まれて
いる。プリアンプルではデータによる反転対応が無視さ
れており、バインペルが続く時間がどの部分より長くな
っている。

ここで、この第４図に示した如きディジタルオーディオ
インターフェースの伝送方式により伝送されたディジタ
ルオーディオ信号のアナログ信号への変換（以下Ｄ／Ａ
変換という〕を行な５Ｄ／Ａ変換器として、複数のサン
プリング周波数に対応したものがある。即ち、ディジタ
ルオーディオ信号のサンプリング周波数には種々のもの
があり、例えば放送衛星からの８ＨＦ波を受信するＢＳ
チューナのＡモードは３２ＫＨｚ　、　ＣＤＲＯＭ　（
ｒ）−ｉｆ声情報ハ３７．８ＫＨｚ　、　ＣＤ　（＝ｒ
　ｙバクトディスク）は４４．１ＫＨｚ　。

ＢＳチューナのＢモード及びディジタルオーディオテー
プレコーダは４３ＫＨｚとなっている。之等の種種のサ
ンプリング周波数に対応したＤ／Ａ変換器は、例えば同
期信号検出回路にて同期信号を検出すること（よりサン
プリング周波数を検出して、適正なディジタルオーディ
オ信号の復調を行なうようにしている。

第５図は従来のこの種の同期信号検出回路の一例を示し
、図中、（１）は第４図に示した如きディジタルオーデ
ィオインターフェースの伝送方式により伝送されたディ
ジタルオーディオ信号の入力端子を示し、この入力端子
（１）に得られるディジタルオーディオ信号がサンプリ
ング周波数再生装置（２）のエツジ抽出回路（３）に供
給される。このエツジ抽出回路（３）では例えばディジ
タルオーディオ信号のデータの反転を検出して、データ
が反転するごとに２倍のサンプリング周波数Ｆｓを再生
する２ＦＳ再生回路（４）に所定の信号を供給する。２
Ｆｓ再生回路＋４１は、エツジ抽出回路（３）から所定
の信号が供給されるごとに後述するレンジ切換回路（５
）からの信号により設定された一定幅のパルス信号をＰ
ＬＬ回路（６）に供給する。このパルス信号幅は、例え
ば３種類のレンジに切換可能で常時いずれかのレンジに
なっていて、例えばレンジ切換回路（５）からの信号が
供給されるごとに順番に変化する。ＰＬＬ回路（６）は
２Ｆ３再生回路（４）からのパルス信号に基づいてクロ
ック信号をデータ復調回路（７）に供給する。また、入
力端子（１）に得られるディジタルオーディオ信号をデ
ータ復調回路（７）に供給し、ＰＬＬ回路ｔＧ）からの
クロック信号に同期してディジタルオーディオインター
フェースのフォーマットのディジタルオーディオ信号を
通常の１６ビツトデータ等の信号に復調を行なう。ここ
で、この復調が正常に行なわれなかったときには、レン
ジ切換回路（５）にディスチャージ信号を供給する。こ
のディスチャージ信号が供給されるごとにレンジ切換回
路（５）は２Ｆ３再生回路（４）にレンジ切換信号を供
給し、適正なレンジとなって正常な復調が可能になるま
で切換を行なう。そして、このようにしてデータ復調回
′ｌ１１（７１が復調した復調信号を出力端子（８１に
供給し、出力端子（８）からディジタル・アナログ変換
回路等へ信号を供給してアナログオーディオ信号とする
。

ここで、このサンプリング周波数再生装！（２）により
再生されるパルス信号の一例を第６図に示す。

まず入力端子（１）に供給されるデータには第６図Ａに
示す如（、最小反転データａ１に対し通常のデータの時
には最大で２倍の間隔で反転するのに対し、プリアンプ
ル部ａ２では最小反転データａ１の３倍の間反転しない
。そしてエツジ抽出回路（３）では第６図Ｂに示す如く
、このデータが反転するごとにパルス信号を発する。そ
して２Ｆｓ再生回路（４）では第６図Ｃに示す如（、エ
ツジ抽出回路（３）からパルス信号が供給されるごとに
例えばす／プリング周波数により決まる最小反転データ
３１０２倍の幅のパルス信号を発する。このように信号
を発することにより、プリアンプル部ａ２ではパルス信
号の出力がない期間Ｃが生じる。このパルス信号のＩｌ
ｌ’ない期間ＣをＰＬＬ−路（６）が検出して、この検
出に基づいたクロック信号をデータ復調回路（７）Ｋ供
給する。ところで、パルス信号の出力がない期間ＣのＰ
ＬＬ回路（６）ｖｉよる検出は、この期間Ｃが最小反転
データａ１の幅より狭くても可能なため、サンプリング
周波数の変動による最小反転データａ１の幅の変動があ
っても設定したサンプリング周波数付近の一定の範囲内
であれば、ＰＬＬ回路（６）がクロック信号を発するこ
とが可能である。即ち、第７図Ａ、Ｂ、Ｃに示した如く
、２Ｆ’Ｓ再生回路（４）のレンジをローＶ／ジ、ミツ
ドＶンジ、ハイノンジとして３つ設けた場合、例えばロ
ーレンジカー３０ＫＨｚ〜３６．９ＫＨｚ　、　ミツド
レンジが３５　ＫＨｚ　〜４３　ＫＨｚ　、　ハイレン
ジが４０．７　ＫＨｚ〜５０　ＫＨｚ　の範囲のサンプ
リング周波数のデータの復調を夫々可能とする。なお、
夫々のレンジの帯域が一部オーバーラップしているのは
、冬帯域の端部付近では動作が不安定になることがある
ためである。

このようにして３つのレンジを２Ｆ３再生回路（４）に
設げ、正常な復調が可能になるように切換えることで、
例えば３０ＫＨｚ〜５ＱＫＨｚの広帯域のサンプリング
周波数のデータの復調が可能である。

ところが上述の如き構成では、各レンジの重複した端部
付近のサンプリング周波数のディジタルオーディオ信号
の復調を行なうときには、重複したレンジのいずれで２
Ｆｓ再生回路（４）が動作するのか決まってなく、その
時の状態によって決まっていた。即ち、例えば３６．９
　ＫＨｚよりもわずかに低いサンプリング周波数の信号
の復調は、第７図例のローレンジ人とミツドレンジＢと
の双方のレンジで復調動作を行なうことが可能であるた
め、動作を開始したときのレンジがローレンツＡ或はミ
ツドレンジＢとなっていたときには双方共に復調が可能
なためデータ復調回路（７）からレンジ切換回路＋５１
への信号の供給はな（、そのままのレンジが維持される
。ところが、実際には動作の安定性を考えると、ミツド
レンジＢであるのが好ましく、ローレンジＡでの動作は
帯域の端部であるため不安定で良好な復調が出来ない可
能性があり、また復調状態がかなり悪化した場合にはロ
ーレンジＡからミツドレンジＢへ切換わり、音切れ等が
生じてしまう。

このため、本出願人は先に各レンジの切換が良好に行な
える同期信号検出回路を提案した（特願昭６０−２６８
．６５４号）。この同期信号検出回路は、２Ｆｓ再生回
路の出力信号の周波数をカウントし、このカウント信号
をレンジ切換論理判定回路に供給し、レンジ切換論理判
定回路が検出したサンプリング周波数によりレンジ切換
回路の制御を行なうようにしたものである。このように
切換を制御することにより、例えば第７図に示す如く、
復調状態にかかわらずサンプリング周波数か３６　ＫＨ
１以下のとぎにはローレンジ人に切換わるようにし、３
６ＫＨｚ以上４２ＫＨ２以下のときにはミツドレンジＢ
に切換わるようにし、４２ＫＨｚ以上のとぎにはノ・イ
レンジＣに切換わるようにして、各レンジの帯域の端部
で動作することがないようにしている。このように動作
することにより、オーバーラツプした周波数帯域内であ
っても、常に最適なレンジに切換わる。

Ｄ　発明が解決しようとする問題点 ところが、上述の如く複数のレンジを切換える構成では
、論理回路よりなるレンジ切換論理判定回路が必要で回
路構成が複雑となる欠点があった。

また、この論理回路のレンジの切換点の設定値（例えば
上述の３６ＫＨｚと４，４ＫＨｚ　）の調整作業には特
殊な治具が必要で、手間かかかっていた。さらに、再生
したサンプリング周波数が連続的に変化する場合におい
て、この変化がレンジの切換点を越えて変化するときに
は、再生途中でレンジが切換わりＰＬＬ回路のロックが
一時的に外れて、音切れ等が発生する欠点があった。

本発明は之等の点に鑑み、サンプリング周波数の再生が
簡単な構成で広い周波数帯域に亘って行なえる同期信号
検出回路を提供することを目的とする。

Ｅ　問題点を解決するための手段 本発明のデータ伝送装置の同期信号検出回路は、例えば
第１図に示す如（、デジタルデータ信号のエツジを抽出
するエツジ抽出回路（３）と、このエツジ抽出回路（３
）のエツジ抽出信号が供給される毎に電流発生回路αＣ
の出力電流の充電を繰り返す充′亀回路（９）、αυと
、この充電口１％ｔ９１．　（１１１０光ｔｔ圧のレベ
ルを検出するレベル検出回路α２と、充電回路（９）、
αυの充電電圧のピークツベルを検出するピークツベル
検出回路（１４１と、このピークツベル検出回路Ｉの検
出信号と基準信号とを比較する比較手段ｕｓ、ｕｅとよ
りなり、光１１Ｌ電圧が所定値以上になったことをノベ
ル検出回路住２が検出したとき同期信号を作成すると共
に、充電電圧のピークツベルが基準信号レベルとずれて
いることを比較手段Ｕ。

ｕＱが検出したとき基準信号レベルと等しくなるように
１！流発生回路α１の出力電流を制御するようにしたも
のである。

Ｆ　作用 本発明のデータ伝送装置の同期信号検出回路によると、
デジタルデータ信号のエツジ抽出信号が供給される毎に
充電を繰り返す充電回路［９１，（１υの充電電圧レベ
ルを検出することで、データ部よりも反転間隔の長いプ
リアンプル部のときだけ充電電圧レベルが一定値以上に
なり、この光′ｗ！Ｌ′ｌｔ圧Ｖペルが一定値以上にな
ったとき同期信号を作成する簡単な構成で、プリアンプ
ル部を検出したときだけ同期信号が作成される。また、
充電電圧のピークレベルを基準信号レベルと等しくなる
ように充電される電流を制御することで、サンプリング
周波数が変化したときには充電される電流が制御され、
プリアンプル部検出時の光Ｉ電圧レベルが略一定となり
、同期信号の検出が広いサンプリング周波数帯域に亘っ
て連続的に行なえる。

Ｇ　実施例 以下、本発明のデータ伝送装置の同期信号検出回路の一
実施例を、第１図〜第３図を参照して説明しよう。この
第１図〜第３図において、第４図〜第７図に対応する部
分には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。

０１　同期信号検出回路の構成 本例の同期信号検出回路は、第１図に示す如（構成する
。この第１図において、（９）はコンデンサを示し、こ
のコンデンサ（９）は、充峨電流発生回路（ｌ〔から供
給される電流を充電すると共にディスチャージ回路（１
１１により充電１！流が放電されろようにしである。こ
のディスチャージ回路Ｕυは、エツジ抽出回路（３）に
よりエツジ抽出した入力端子（１）に得られるディジタ
ルオーディオ信号のエツジ抽出／（ルス信号が供給され
る毎に、コンデンサ（９）の充電電流を放電させる。そ
して、このコンデンサ（９）をシュミット回路（１ｚの
入力端子に接続し、このシュミット回路α２でコンデン
サ（９）の充電電圧値が所定の基準値を越えたことを検
出すると、シュミット回路σ２から波形整形回路（１３
を介して同期信号出力端子（１３ａ）にパルス信号を出
力する。さらに、コンデンサ（９）をピークレベル検出
器Ｉの検出信号入力端子に接続し、このピークンペル検
出器Ｉでコンデンサ（９）の充電電圧のピーク値を検出
し、このピーク値検出信号を、比較器（Ｌｅの比較信号
入力端子に供給する。また、基準電圧源（１９に得られ
る一定Ｖペルの基準電圧信号を、比較器ＩＩＱの基準信
号入力端子に供給する。そして、この比較器１Ｅ９で基
準電圧信号とコンデンサ（９）のピーク値検出信号とを
比較し、比較信号な充電電流発生回路αｌに供給する。

光［電流発生回路σＩはこの比較信号の供給によりコン
デンサ（９）へ供給する充電電流が制御される。即ち、
基準電圧信号よりもピーク値検出信号の方が電圧値が高
いときには、充電電流が低（なるように制御し、基準電
圧信号よりもピーク値検出信号の方が電圧値が低いとき
には、充電電流が高くなるように制御し、基準電圧信号
とピーク値検出信号とが同じときには、そのときの元ｉ
ｔ流を維持させる。

Ｇ２　同期信号検出回路の検出動作 本例の同期信号検出回路は上述のように構成したことに
より、入力端子（１）に得られるディジタルオーディオ
信号から同期信号を検出して出力端子（１３ａ）にこの
同期信号を出力することができろ。

即ち、例えば入力端子（１）に供給されるディジタルオ
ーディオ信号が第２図人に示す如き信号であるとすると
、このディジタルオーディオ信号からエツジ抽出回路（
３）によりエツジ抽出した信号は、第２図Ｂに示す如く
信号が反転する毎に短かいパルス信号Ｐが得られる信号
となる。このエツジ抽出信号のパルス信号Ｐがディスチ
ャージ回路ａυに供給されることにより、コンデンサ（
９）の充電′ｗＬ流を放電させる。このため、コンデン
サ（９）の充電電圧値は、第２図Ｃに示す如くエツジ抽
出信号のパルス信号Ｐが供給される毎にＯｖとなり、次
のパルス信号Ｐが供給されるまで一定の比率で増加する
。

ここで、上述した如くディジタルオーディオ信号のフォ
ーマットはプリアンプル部の反転間隔か他の部分より長
（なっていて、例えば第２図に示す如く、最小反転デー
タＴＩと最大反転データＴ２とプリアンプル部Ｔ３との
間隔の比がＴ１：Ｔ２　：’ｒ３＝１：２：３となって
いるとすると、コンデンサ（９）の光ｗ′ｒ！１圧のピ
ーク値は通常のデータ時には最大反転データＴ２のピー
ク値■１を越えることはない。

ところが、プリアンプル部Ｔ３では、最大反転データＴ
２よりも間隔が長いので、最大反転データＴ２時よりも
長時間充電がなされ、上述の値■１に比べ略１．５倍の
ビータ値ｖ２が得られる。このため、シュミット回路ｃ
３の基準値ｖ３をＶｌ＜Ｖ３＜Ｖ２の関係となるように
設定すれば、プリアンプル部のときに充電電圧値が■３
を越えｖ２となるまでの間Ｔｏにシュミット回路σ２の
出力信号が第２図りに示す如くバインペル”Ｈ″のパル
ス信号となる。但し本例では、■３は■１とｖ２の中間
に設定する。このようにして、プリアンプル部のときだ
けバインペル″Ｈ”ノパルス信号が得られ、゛このパル
ス信号ヲ波形整形回路ｑ増にて適切な長さのパルス信号
に波形整形し、同期信号として出力端子（１３ａ）に供
給する。この出力端子（１３ａ）に得られる同期信号を
ＰＬＬ回路（図示せず）に供給してデータ復調用の信号
とする。

次に、入力端子（１１に供給されるディジタルオーディ
オ信号のサンプリング周波数が変化した場合について説
明する。例えば、このサンプリング周波数が上述の第２
図例の場合よりも低い周波数に変化した場合には、最小
反転データＴｌと最大反転データＴ２とプリアンプル部
Ｔ３との比率Ｔ１：Ｔ２：Ｔ３＝１：２：３は変わらな
いが、夫々の区間の長さが長くなる。このため、プリア
ンプル部のときのコンデンサ（９）の充電時間も長（な
り、同一電流値で充電した場合、第２図Ｃに破線で示す
如く上述のピーク値■２を越えてしまう。ここで、ピー
クンベル検出器α１口は、このピーク値を常に検出し、
比較器ｔｔｅでこの検出したピーク値と基準電圧源（１
９が出力する基準電圧とを比較しているため、この基準
電圧源（１９が出力する基準電圧を上述の電圧値■２と
することで、電圧値ｖ２を越えたか否かが検出できる。

そして、電圧値ｖ２を越えたことを検出したときには、
充電電流発生回路（１Ｇに制御信号を供給して充電電流
を低（し、第２図Ｃに２点鎖線で示す如くピーク値を基
準電圧値ｖ２となるようにさせる。このように充電電流
を制御することにより、サンプリング周波数が低（なっ
ても上述の第２図りに示した如きパルス信号が得られ、
同期信号の検出が行なえる。また、サンプリング周波数
が高くなったときには、低くなったときと逆になる。

即ち、この場合には比較器αＱがピーク電圧を基準電圧
ｖ２よりも低いと検出して光ｉｌ＋電流を高くし、ピー
ク値を基準電圧値■２となるようにさせ、同期信号の検
出が行なえる。

以上のように本例の同期信号検出回路によると、サンプ
リング周波数が変化しても同期信号の検出ができ、例え
ば２ＱＫＨｚ〜６０　ＫＨｚまでの広いサンプリング周
波数帯域に亘って同期信号の検出ができる。また、従来
のように複数のレンジを切換えるものではないので、切
換のための論理回路等が不要となり、それだけ回路構成
が簡単になると共に調整が不要で、またサンプリング周
波数がレンジ切換点を越えて連続的に変化する場合のよ
うにＰＬＬ回路のロックが途中で外れることはない。

Ｇ３　同期信号検出回路の具体的回路例ここで、第１図
例の同期信号検出回路の具体的な回Ｗ＆構成の一例を第
３図に示す。この第３図に示す同期信号検出回路は、入
力端子＋１１に得られるディジタルオーディオ信号を、
複数のＥｘ−ＯＲ回路ＥＸＩ〜Ｅｘ４と抵抗器ＦＬｌと
コンデンサＣ１とよりなるエツジ抽出回路（３）に供給
し、このエツジ抽出回路（３）の出力信号をＩＣで構成
される単安定マルチバイブレータαＤに供給する。この
単安定マルチバイブレータαηは、第２図Ｃに示す如（
鋸歯状に充電されるコンデンサ（９）と接続してあり、
このコンデンサ（９）の充電電圧により単安定マルチパ
イプンータａηから波形整形回路αＪにパルス信号を供
給する。

この波形整形回路（１３は、　ＩＣと抵抗器Ｒ２とコン
デンサＣ２とで構成され、この波形整形回路（１３１の
出力信号を同期信号として出力端子（１３ａ）に供給す
る。

また、コンデンサ（９）の充ｉｔ圧のピーク値が、ダイ
オードＤ１とコンデンサＣ３とよりなるピークレベル検
出器（１４１により検出され、このピークレベル検出器
■の出力信号を、ＮＰＮ形のトランジスタＴｒｌ＋Ｔｒ
２と抵抗器Ｒ３とよりなる比較器四に供給する。

そして、電源電圧を抵抗器Ｒ４と抵抗器Ｒ５とで分圧し
て基準電圧が得られろ基準電圧源四の出力信号を比較器
αｅに供給し、この比較器ｕ６１の出力信号を、ＰＮＰ
形のトランジスタＴｒ　３　＋　Ｔｒ４と抵抗器Ｒ６，
Ｒ７とでカレントミラー回路として構成した充電電流発
生回路（ＩＱに供給し、このカレントミラー回路を介し
てコンデンサ（９）に充電電流を供給する。このように
して、コンデンサ（９）の充電電流が上述の如（制御さ
れる回路が構成される。この第３図例の回路は調整を必
要とする素子がなく、構成も簡単なものである。

なお、本発明は上述実施例に限らず、本発明の要旨を逸
脱することな（その他種々の構成が取り得ろことは勿論
である。

Ｈ発明の効果 本発明のデータ伝送装置の同期信号検出回路によると、
簡単な構成で広いサンプリング周波数帝域に亘って連続
的に同期信号の検出が行なえる利益がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のデータ伝送装置の同期信号検出回路の
一実施例を示す構成図、第２図は第１図例の説明に供す
る線図、第３図は第１図例の具体的回路構成の一例を示
す回路図、第４図はディジタルオーディオインターフェ
ースフォーマットの説明に供する線図、第５図は従来の
同期信号検出回路の一例を示す構成図、第６図及び第７
図は夫夫第５図例の説明に供する線図である。 （３）はエツジ抽出回路、（９）はコンデンサ、ｕｌは
充電電流発生回路、αυはディスチャージ回路、ａ２は
シュミット回路、（１４１はピークレベル検出器、（１
９は基準電圧源、四は比較器である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. デジタルデータ信号のエッジを抽出するエッジ抽出回路
   と、該エッジ抽出回路のエッジ抽出信号が供給される毎
   に電流発生回路の出力電流の充電を繰り返す充電回路と
   、該充電回路の充電電圧のレベルを検出するレベル検出
   回路と、上記充電回路の充電電圧のピークレベルを検出
   するピークレベル検出回路と、該ピークレベル検出回路
   の検出信号と基準信号とを比較する比較手段とよりなり
   、上記充電電圧が所定値以上になつたことを上記レベル
   検出回路が検出したとき同期信号を作成すると共に、上
   記充電電圧のピークレベルが基準信号レベルとずれてい
   ることを上記比較手段が検出したとき基準信号レベルと
   等しくなるように上記電流発生回路の出力電流を制御す
   るようにしたことを特徴とするデータ伝送装置の同期信
   号検出回路。