JPS6233765B2 - - Google Patents
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- JPS6233765B2 JPS6233765B2 JP13721180A JP13721180A JPS6233765B2 JP S6233765 B2 JPS6233765 B2 JP S6233765B2 JP 13721180 A JP13721180 A JP 13721180A JP 13721180 A JP13721180 A JP 13721180A JP S6233765 B2 JPS6233765 B2 JP S6233765B2
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- phase
- carrier wave
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
- H04B1/302—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers for single sideband receivers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
本発明は低減搬送波単側波帯信号伝送方式に適
合する信号受信方式において、ループ利得の低い
位相ロツクドループを使用しないで純粋な搬送波
を復元することにより受信信号を復調する信号受
信方式を提案するものであり、上記位相ロツクド
ループを使用した場合に生ずる種々の問題を解決
し、安定な信号の受信をはかることを目的とする
ものである。 説明の便宜上、低減搬送波単側波帯信号の特性
につき、若干、解析をしておく。 角周波数ωSを有する正弦波信号を、角周波数
ωCを有する搬送波で、変調度ｍで振幅変調した
場合の被変調信号V0（ｔ）は次式で与えられ
る。 V0（ｔ）＝（１＋msinωSｔ）cosωCｔ ………(1) (1)式に基づいて、低減搬送波単側帯信号V1
（ｔ）は上側の単側波帯を用いれば次式で表わさ
れる。 V1（ｔ）＝kcosωCｔ＋ｍ／２sin（ωC＋ωS）ｔ …… ……(2) ただしｋ＜１ (2)式を搬送波が振幅変調および位相変調をうけ
ているものとして、まとめなおすと、下式とな
る。 ただし すなわち、この低減搬送波単側波帯信号を単純
にエンベロープ検波すれば
合する信号受信方式において、ループ利得の低い
位相ロツクドループを使用しないで純粋な搬送波
を復元することにより受信信号を復調する信号受
信方式を提案するものであり、上記位相ロツクド
ループを使用した場合に生ずる種々の問題を解決
し、安定な信号の受信をはかることを目的とする
ものである。 説明の便宜上、低減搬送波単側波帯信号の特性
につき、若干、解析をしておく。 角周波数ωSを有する正弦波信号を、角周波数
ωCを有する搬送波で、変調度ｍで振幅変調した
場合の被変調信号V0（ｔ）は次式で与えられ
る。 V0（ｔ）＝（１＋msinωSｔ）cosωCｔ ………(1) (1)式に基づいて、低減搬送波単側帯信号V1
（ｔ）は上側の単側波帯を用いれば次式で表わさ
れる。 V1（ｔ）＝kcosωCｔ＋ｍ／２sin（ωC＋ωS）ｔ …… ……(2) ただしｋ＜１ (2)式を搬送波が振幅変調および位相変調をうけ
ているものとして、まとめなおすと、下式とな
る。 ただし すなわち、この低減搬送波単側波帯信号を単純
にエンベロープ検波すれば
【式】に比例する信
号が得られ、本来の変調波とは異なつた波形とな
り、また位相検波すれば、(4)式で表わされる
（ｔ）に比例した信号が得られる。 次に、従来の低減搬送波単側波帯信号の受信方
式とその問題点について説明する。 第１図は従来例であり、以下その動作について
説明する。 (2)式で示される低減搬送波単側波帯の受信信号
は、アンテナ１を介して局部発振器３から得られ
る局部発振信号と共にミキサー２に導かれる。ミ
キサー２の出力信号は中間周波用帯域通過フイル
タ４を介して中間周波増幅器５でそのレベルが増
幅され、振幅制限増幅器６およびプロダクト検波
回路１０に加えられる。 振幅制限増幅器６でその振幅が一定値に制限さ
れた信号は、(3)式で示されるV1（ｔ）の中の振
幅項が一定の値で置換され、搬送波角周波数がω
Cのかわりに中間角周波数ωIFとなり、その位相
変調量が(4)式の（ｔ）で示されるところの位相
変調された信号となつている。この振幅制限増幅
器６から得られる出力信号は位相比較器７、低域
通過フイルタ８、電圧制御発振器９で構成される
位相ロツクドループ１２に加えられる。 この位相ロツクドループ１２の特性は、位相比
較器７の感度、低域通過フイルタの周波数特性、
電圧制御発振器の感度により定められるが、この
ループの設計技術は周知であるので、動作に関し
ての詳述は省略する。 位相ロツクドループ１２の出力信号、すなわち
電圧制御発振器９から得られる出力信号は、位相
ロツクドループの特性をそれに適するように設計
すれば、(4)式で示される位相変調成分が除去され
た信号V2（ｔ）となり次式で示される。 V2（ｔ）＝Asin（ωIFｔ＋α） …………(5) ただし、Ａ、αは定数である。 位相ロツクドループ１２の出力信号が(5)式で与
えられるようにするための、このループの設計指
針は、変調信号の角周波数ωSが存在している角
周波数の範囲においてループ利得を十分１以下に
することであるのは云うまでもない。 上記の位相ロツクドループの出力信号は前述の
中間周波増幅器５から得られる出力信号と共に、
ダブルバランスド型の差動増幅器などで構成され
るプロダクト検波回路１０に加えられる。 中間周波増幅器５から得られる出力信号は、(2)
式または(3)式に示すωCのかわりに中間角周波数
ωIFを用いたもので表わすことができるが、これ
をV1′（ｔ）とし次式で示す。 V1′（ｔ）＝Ｂ〔kcosωIFｔ＋ｍ／２sin（ωIF ＋ωS）ｔ ……(6) ただしＢは受信レベル、ミキサー、中間周波増
幅器の利得などで定められる定数 プロダクト検波回路１０は、基本的には２つの
入力信号の乗算を行なうものであるため、(5)、(6)
式の乗算により、その出力を求めることができ
る。 プロダクト検波回路１０の出力は変調信号の角
周波数成分のみを通過させる低域通過フイルタ１
１を介して出力端子１３に与えられる。 したがつて、出力端子１３に得られる信号は、
(5)、(6)式の乗算を行なつた後に得られる信号成分
の中で変調信号角周波数、および、その近傍の角
周波数を有する信号のみとなり、演算を施せば次
式で与えられることがわかる。 V0（ｔ）＝Cmsin（ωSｔ＋θ） …………(7) θ＝tan-1ｃｏｓα／ｓｉｎα …………(8) ただしＣは定数 すなわち、出力端子１３から得られる信号は、
(8)式で示されるθなる位相遅れを有する復調され
た信号となる。 ところで第１図に示す従来例では下記の問題点
を有す。 すなわち、位相ロツクドループ１２から位相変
調成分が除去された(5)式に示す出力信号を得るた
めには前述したように、ループ利得を変調信号の
存在している周波数範囲で十分小さくしなければ
ならない。いま変調信号としてオーデイオ周波数
帯域を有する信号を考えると、上記の利得条件は
この位相ロツクドループが正規の状態に達するま
での引込み時間を長くすると共に、一般に位相ロ
ツクの範囲を狭くする。 このことは、受信機の同調操作にあたつて、同
調点の前後で、ビート音を長時間発生させること
になり、また、局発信号周波数のドリフトによる
位相ロツクドループの同期はずれを生ぜしめると
いう欠点があつた。 本発明はこれらの欠点を除去するものであり、
受信信号に含まれる位相変調成分を位相検波し、
この検波出力を用いて、上記受信信号から振幅変
調成分を除去した信号に、上記位相変調成分を打
ち消すように新たに位相変調を施こすことによ
り、位相変調成分が除去された搬送波を復元し、
この搬送波を用いて、上記受信信号をプロダクト
検波することにより変調信号を復調することを特
徴とするものである。 以下、図面を用いて本発明の一実施例につき説
明する。第２図は本発明の一実施例であり、第１
図と同一の機能を有するブロツクまたは端子には
同一の番号を付し、これ以上の説明は省略する。 第２図において振幅制限増幅器６の出力信号
は、各種の周知の回路技術で実現できる周波数復
調器１４、および、位相変調器として使用すると
ころの、たとえば単安定マルチバイブレータまた
は、可変遅延線で構成される時間軸変調器１６に
加えられる。上記周波数復調器１４には、従属し
て一般に使用される搬送波除去用低域通過フイル
タを使用しうるのは勿論である。周波数復調器１
４の出力は、積分回路１５に加えられる。そし
て、周波数復調器１４と積分回路１５は合わせて
位相検波器としての役割を果たす。この積分回路
１５から得られる出力信号は、前述の振幅制限増
幅器６から得られる出力信号と共に時間軸変調器
１６に加えられる。この時間軸変調器１６は、振
幅制限増幅器６の出力信号に、上記積分回路１５
から得られる出力信号に比例した量だけ時間の遅
延を付加するものである。この時間軸変調器１６
の出力信号は搬送波成分のみを有し、プロダクト
検波回路１０に加えられ、以下、第１図と同様の
動作を行なう。 次に時間軸変調器１６の出力信号が搬送波成分
のみを有する信号となしうる過程について説明す
る。 振幅制限増幅器６から得られる出力信号V3
（ｔ）は、(3)式に示す信号の振幅が一定にされ、
搬送波角周波数ωCが中間角周波数ωIFとなつた
次式で表わされる。 V3（ｔ）＝Dsin（ωIFｔ＋（ｔ）） ……(9) ただし、Ｄは定数 （ｔ）は(4)式で示される。 一方、積分回路１５から得られる出力信号V4
（ｔ）は、周波数復調器１４および積分回路１５
が位相検波器の役割を果たすことから、次式で表
わされる。 V4（ｔ）＝ｌ（ｔ） ………(10) ただし、ｌは定数で位相検波器の感度となる。 したがつて、時間軸変調器１６で付加される遅
延時間をτとすれば、時間軸変調器１６の出力信
号V5（ｔ）は次式で表わされる。 V5（ｔ）＝Dsin｛ωIFｔ−ωIFτ＋（ｔ −τ）｝ ……(11) ところで、上記の遅延時間τは上述のように
V4（ｔ）に比例するよう設計されているため次
式で表わされる。 τ＝ｑ＋pv4（ｔ）＝ｑ＋pl（ｔ） ………(12) ただし、ｐは定数で時間軸変調器の感度とな
る。ｑは定数。 (12)式を(11)式に代入すれば、次式が得られる。 V5（ｔ）Dsin｛ωIFｔ−ωIFpl（ｔ） ＋（ｔ−τ）−ωIFｑ｝ ………（13） （13）式は時間軸変調器１６によつて振幅制限
増幅器６の出力信号が有する位相変調成分が打ち
消されうることを示しており、次式を成立させる
ように、定数ｐ、ｌを選定すれば、それが完全に
打ち消されうることがわかる。 ωIFpl（ｔ）＝（ｔ−τ）…………（14） 次に（14）式が成立しうる範囲を検討する。 いま、 ωIFpl＝１ …………（15） となるようplを選定したとし、中間周波数が
455KHzの場合を考えると、この場合（15）式よ
り、plは、 pl＝１／ωＩＦ＝１／２ａ×４５５×１０３〔ｓｅ
ｃ／ｒａｄ〕 となる。 一方、（ｔ）のとりうる値の範囲は、
（ｔ）が(4)式で表わされていることを考慮すれ
ば、−π／２ラジアンからπ/2ラジアンまで、で
あることがわかる。 したがつて、この場合の遅延時間τの可変範囲
は、pl×π〔sec〕すなわち、１マイクロ秒程度
であることがわかる。 一方、（ｔ）は(4)式に示すように信号角周波
数ωSにより変化させられるが、この信号として
音声周波領域の信号を考慮すれば、１マイクロ秒
程度の時間の遅延は信号をほとんど変化させな
い。 すなわち、この場合（14）式で示される
（ｔ）と（ｔ−τ）は実際上、ほとんど等しい
ものと考えることができる。 したがつて、音声周波領域の信号を対象とする
低減搬送波単側波帯信号の場合、（15）式を満足
させれば、ほぼその目的を達することができる。 すなわちこの場合、時間軸変調器１６の出力信
号は、搬送波成分のみを有する信号となり、プロ
ダクト検波回路１０で第１図と同様の復調信号が
得られる。 ところで第２図に示す本発明では第１図の場合
のようにループ利得の低い位相ロツクドループを
使用しないで、搬送波成分を抽出しているため、
同調操作時の同調点の前後で生ずるビート音など
の問題が生ぜず、また、位相ロツクドループの引
き込み範囲の問題もない。 第３図は本発明のさらに他の一実施例を示すも
のであり、第２図と同様、第１，２図と同一の機
能を有するブロツクまたは端子には同じ番号を付
し、これ以上の説明は省略する。 第３図においては、第１図と同じ構成の位相ロ
ツクドループ１２を用いているが、この場合には
変調信号の角周波数ωSが存在している角周波数
の範囲において、ループ利得が十分１より大きく
なるように設計し、周波数復調器として利用して
いる点が第１図と異なる。また、第２図とこの第
３図の異なる点は振幅制限増幅器の出力のかわり
に、電圧制御発振器９の出力を時間軸変調器１６
に加えている点であり、この場合の方が、受信信
号レベルの広い範囲にわたつてS/Nのよい安定な
出力を時間軸変調器１６に加えうる点ですぐれて
いる。なお、位相ロツクドループ１２のループ利
得が十分１より大なる周波数領域においては、振
幅制限増幅器６の出力信号と電圧制御発振器９の
出力信号の位相変調成分はほぼ、等しくなるの
で、その他の動作は第２図と同様である。 ところで、第３図においては、ループ利得の十
分大きな位相ロツクドループを用いるため、引き
込み時間が十分短かくなり、同調操作時の同調点
前後における不快なビート音の発生は実際上、除
去でき、また、引き込み範囲も十分広くなしう
る。 以上に詳述したように本発明によれば、低減搬
送波単側波帯信号を安定に受信することができ、
同調操作時の同調点前後における不快なビート音
の発生を除去することができ、その効果は大なる
ものがある。 なお、以上の説明においては、説明を簡単にす
るため、高周波増幅器を付加しないシングルスー
パーヘテロダイン方式を例にとり説明したが、本
発明は、受信機フロントエンド部の構成に何ら影
響されず実施可能であることは云うまでもない。
り、また位相検波すれば、(4)式で表わされる
（ｔ）に比例した信号が得られる。 次に、従来の低減搬送波単側波帯信号の受信方
式とその問題点について説明する。 第１図は従来例であり、以下その動作について
説明する。 (2)式で示される低減搬送波単側波帯の受信信号
は、アンテナ１を介して局部発振器３から得られ
る局部発振信号と共にミキサー２に導かれる。ミ
キサー２の出力信号は中間周波用帯域通過フイル
タ４を介して中間周波増幅器５でそのレベルが増
幅され、振幅制限増幅器６およびプロダクト検波
回路１０に加えられる。 振幅制限増幅器６でその振幅が一定値に制限さ
れた信号は、(3)式で示されるV1（ｔ）の中の振
幅項が一定の値で置換され、搬送波角周波数がω
Cのかわりに中間角周波数ωIFとなり、その位相
変調量が(4)式の（ｔ）で示されるところの位相
変調された信号となつている。この振幅制限増幅
器６から得られる出力信号は位相比較器７、低域
通過フイルタ８、電圧制御発振器９で構成される
位相ロツクドループ１２に加えられる。 この位相ロツクドループ１２の特性は、位相比
較器７の感度、低域通過フイルタの周波数特性、
電圧制御発振器の感度により定められるが、この
ループの設計技術は周知であるので、動作に関し
ての詳述は省略する。 位相ロツクドループ１２の出力信号、すなわち
電圧制御発振器９から得られる出力信号は、位相
ロツクドループの特性をそれに適するように設計
すれば、(4)式で示される位相変調成分が除去され
た信号V2（ｔ）となり次式で示される。 V2（ｔ）＝Asin（ωIFｔ＋α） …………(5) ただし、Ａ、αは定数である。 位相ロツクドループ１２の出力信号が(5)式で与
えられるようにするための、このループの設計指
針は、変調信号の角周波数ωSが存在している角
周波数の範囲においてループ利得を十分１以下に
することであるのは云うまでもない。 上記の位相ロツクドループの出力信号は前述の
中間周波増幅器５から得られる出力信号と共に、
ダブルバランスド型の差動増幅器などで構成され
るプロダクト検波回路１０に加えられる。 中間周波増幅器５から得られる出力信号は、(2)
式または(3)式に示すωCのかわりに中間角周波数
ωIFを用いたもので表わすことができるが、これ
をV1′（ｔ）とし次式で示す。 V1′（ｔ）＝Ｂ〔kcosωIFｔ＋ｍ／２sin（ωIF ＋ωS）ｔ ……(6) ただしＢは受信レベル、ミキサー、中間周波増
幅器の利得などで定められる定数 プロダクト検波回路１０は、基本的には２つの
入力信号の乗算を行なうものであるため、(5)、(6)
式の乗算により、その出力を求めることができ
る。 プロダクト検波回路１０の出力は変調信号の角
周波数成分のみを通過させる低域通過フイルタ１
１を介して出力端子１３に与えられる。 したがつて、出力端子１３に得られる信号は、
(5)、(6)式の乗算を行なつた後に得られる信号成分
の中で変調信号角周波数、および、その近傍の角
周波数を有する信号のみとなり、演算を施せば次
式で与えられることがわかる。 V0（ｔ）＝Cmsin（ωSｔ＋θ） …………(7) θ＝tan-1ｃｏｓα／ｓｉｎα …………(8) ただしＣは定数 すなわち、出力端子１３から得られる信号は、
(8)式で示されるθなる位相遅れを有する復調され
た信号となる。 ところで第１図に示す従来例では下記の問題点
を有す。 すなわち、位相ロツクドループ１２から位相変
調成分が除去された(5)式に示す出力信号を得るた
めには前述したように、ループ利得を変調信号の
存在している周波数範囲で十分小さくしなければ
ならない。いま変調信号としてオーデイオ周波数
帯域を有する信号を考えると、上記の利得条件は
この位相ロツクドループが正規の状態に達するま
での引込み時間を長くすると共に、一般に位相ロ
ツクの範囲を狭くする。 このことは、受信機の同調操作にあたつて、同
調点の前後で、ビート音を長時間発生させること
になり、また、局発信号周波数のドリフトによる
位相ロツクドループの同期はずれを生ぜしめると
いう欠点があつた。 本発明はこれらの欠点を除去するものであり、
受信信号に含まれる位相変調成分を位相検波し、
この検波出力を用いて、上記受信信号から振幅変
調成分を除去した信号に、上記位相変調成分を打
ち消すように新たに位相変調を施こすことによ
り、位相変調成分が除去された搬送波を復元し、
この搬送波を用いて、上記受信信号をプロダクト
検波することにより変調信号を復調することを特
徴とするものである。 以下、図面を用いて本発明の一実施例につき説
明する。第２図は本発明の一実施例であり、第１
図と同一の機能を有するブロツクまたは端子には
同一の番号を付し、これ以上の説明は省略する。 第２図において振幅制限増幅器６の出力信号
は、各種の周知の回路技術で実現できる周波数復
調器１４、および、位相変調器として使用すると
ころの、たとえば単安定マルチバイブレータまた
は、可変遅延線で構成される時間軸変調器１６に
加えられる。上記周波数復調器１４には、従属し
て一般に使用される搬送波除去用低域通過フイル
タを使用しうるのは勿論である。周波数復調器１
４の出力は、積分回路１５に加えられる。そし
て、周波数復調器１４と積分回路１５は合わせて
位相検波器としての役割を果たす。この積分回路
１５から得られる出力信号は、前述の振幅制限増
幅器６から得られる出力信号と共に時間軸変調器
１６に加えられる。この時間軸変調器１６は、振
幅制限増幅器６の出力信号に、上記積分回路１５
から得られる出力信号に比例した量だけ時間の遅
延を付加するものである。この時間軸変調器１６
の出力信号は搬送波成分のみを有し、プロダクト
検波回路１０に加えられ、以下、第１図と同様の
動作を行なう。 次に時間軸変調器１６の出力信号が搬送波成分
のみを有する信号となしうる過程について説明す
る。 振幅制限増幅器６から得られる出力信号V3
（ｔ）は、(3)式に示す信号の振幅が一定にされ、
搬送波角周波数ωCが中間角周波数ωIFとなつた
次式で表わされる。 V3（ｔ）＝Dsin（ωIFｔ＋（ｔ）） ……(9) ただし、Ｄは定数 （ｔ）は(4)式で示される。 一方、積分回路１５から得られる出力信号V4
（ｔ）は、周波数復調器１４および積分回路１５
が位相検波器の役割を果たすことから、次式で表
わされる。 V4（ｔ）＝ｌ（ｔ） ………(10) ただし、ｌは定数で位相検波器の感度となる。 したがつて、時間軸変調器１６で付加される遅
延時間をτとすれば、時間軸変調器１６の出力信
号V5（ｔ）は次式で表わされる。 V5（ｔ）＝Dsin｛ωIFｔ−ωIFτ＋（ｔ −τ）｝ ……(11) ところで、上記の遅延時間τは上述のように
V4（ｔ）に比例するよう設計されているため次
式で表わされる。 τ＝ｑ＋pv4（ｔ）＝ｑ＋pl（ｔ） ………(12) ただし、ｐは定数で時間軸変調器の感度とな
る。ｑは定数。 (12)式を(11)式に代入すれば、次式が得られる。 V5（ｔ）Dsin｛ωIFｔ−ωIFpl（ｔ） ＋（ｔ−τ）−ωIFｑ｝ ………（13） （13）式は時間軸変調器１６によつて振幅制限
増幅器６の出力信号が有する位相変調成分が打ち
消されうることを示しており、次式を成立させる
ように、定数ｐ、ｌを選定すれば、それが完全に
打ち消されうることがわかる。 ωIFpl（ｔ）＝（ｔ−τ）…………（14） 次に（14）式が成立しうる範囲を検討する。 いま、 ωIFpl＝１ …………（15） となるようplを選定したとし、中間周波数が
455KHzの場合を考えると、この場合（15）式よ
り、plは、 pl＝１／ωＩＦ＝１／２ａ×４５５×１０３〔ｓｅ
ｃ／ｒａｄ〕 となる。 一方、（ｔ）のとりうる値の範囲は、
（ｔ）が(4)式で表わされていることを考慮すれ
ば、−π／２ラジアンからπ/2ラジアンまで、で
あることがわかる。 したがつて、この場合の遅延時間τの可変範囲
は、pl×π〔sec〕すなわち、１マイクロ秒程度
であることがわかる。 一方、（ｔ）は(4)式に示すように信号角周波
数ωSにより変化させられるが、この信号として
音声周波領域の信号を考慮すれば、１マイクロ秒
程度の時間の遅延は信号をほとんど変化させな
い。 すなわち、この場合（14）式で示される
（ｔ）と（ｔ−τ）は実際上、ほとんど等しい
ものと考えることができる。 したがつて、音声周波領域の信号を対象とする
低減搬送波単側波帯信号の場合、（15）式を満足
させれば、ほぼその目的を達することができる。 すなわちこの場合、時間軸変調器１６の出力信
号は、搬送波成分のみを有する信号となり、プロ
ダクト検波回路１０で第１図と同様の復調信号が
得られる。 ところで第２図に示す本発明では第１図の場合
のようにループ利得の低い位相ロツクドループを
使用しないで、搬送波成分を抽出しているため、
同調操作時の同調点の前後で生ずるビート音など
の問題が生ぜず、また、位相ロツクドループの引
き込み範囲の問題もない。 第３図は本発明のさらに他の一実施例を示すも
のであり、第２図と同様、第１，２図と同一の機
能を有するブロツクまたは端子には同じ番号を付
し、これ以上の説明は省略する。 第３図においては、第１図と同じ構成の位相ロ
ツクドループ１２を用いているが、この場合には
変調信号の角周波数ωSが存在している角周波数
の範囲において、ループ利得が十分１より大きく
なるように設計し、周波数復調器として利用して
いる点が第１図と異なる。また、第２図とこの第
３図の異なる点は振幅制限増幅器の出力のかわり
に、電圧制御発振器９の出力を時間軸変調器１６
に加えている点であり、この場合の方が、受信信
号レベルの広い範囲にわたつてS/Nのよい安定な
出力を時間軸変調器１６に加えうる点ですぐれて
いる。なお、位相ロツクドループ１２のループ利
得が十分１より大なる周波数領域においては、振
幅制限増幅器６の出力信号と電圧制御発振器９の
出力信号の位相変調成分はほぼ、等しくなるの
で、その他の動作は第２図と同様である。 ところで、第３図においては、ループ利得の十
分大きな位相ロツクドループを用いるため、引き
込み時間が十分短かくなり、同調操作時の同調点
前後における不快なビート音の発生は実際上、除
去でき、また、引き込み範囲も十分広くなしう
る。 以上に詳述したように本発明によれば、低減搬
送波単側波帯信号を安定に受信することができ、
同調操作時の同調点前後における不快なビート音
の発生を除去することができ、その効果は大なる
ものがある。 なお、以上の説明においては、説明を簡単にす
るため、高周波増幅器を付加しないシングルスー
パーヘテロダイン方式を例にとり説明したが、本
発明は、受信機フロントエンド部の構成に何ら影
響されず実施可能であることは云うまでもない。
第１図は低減搬送波単側波帯信号の受信方式を
示すブロツク図、第２図は本発明の一実施例を示
すブロツク図、第３図は本発明の他の実施例を示
すブロツク図である。 １……アンテナ、２……ミキサー、３……局部
発振器、４……中間周波用帯域通過フイルタ、５
……中間周波増幅器、６……振幅制限増幅器、７
……位相比較器、８……低域通過フイルタ、９…
…電圧制御発振器、１０……プロダクト検波器、
１１……低域通過フイルタ、１２……７，８，９
で構成される位相ロツクドループ、１３……復調
信号出力端子、１４……周波数復調器、１５……
積分回路、１６……時間軸変調器。
示すブロツク図、第２図は本発明の一実施例を示
すブロツク図、第３図は本発明の他の実施例を示
すブロツク図である。 １……アンテナ、２……ミキサー、３……局部
発振器、４……中間周波用帯域通過フイルタ、５
……中間周波増幅器、６……振幅制限増幅器、７
……位相比較器、８……低域通過フイルタ、９…
…電圧制御発振器、１０……プロダクト検波器、
１１……低域通過フイルタ、１２……７，８，９
で構成される位相ロツクドループ、１３……復調
信号出力端子、１４……周波数復調器、１５……
積分回路、１６……時間軸変調器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 第一の信号により振幅変調された被変調搬送
波の単側波帯信号と、上記被変調搬送波に含まれ
る搬送波成分のレベルを低減させた低減搬送波を
加算した信号により、第一の信号を伝送するいわ
ゆる低減搬送波単側波帯信号伝送方式において、
上記の加算された信号を受信信号とする受信機に
適合される信号受信方式であつて、上記受信信号
に含まれる位相変調成分を周波数復調器と積分回
路により構成する位相検波する手段と、この検波
手段からの検波出力を用いて上記受信信号から振
幅変調成分を除去した信号に、上記位相変調成分
を打ち消すように新たに位相変調を施こすことに
より位相変調成分が、除去された搬送波を復元す
る手段を有し、この変調手段からの搬送波を用い
て上記受信信号をプロダクト検波することにより
第一の信号を復調することを特徴とする信号受信
方式。 ２ 周波数復調器としてループ利得が充分１より
大きい位相ロツクドループを用いたことを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載の信号受信方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55137211A JPS5761345A (en) | 1980-09-30 | 1980-09-30 | Signal reception system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55137211A JPS5761345A (en) | 1980-09-30 | 1980-09-30 | Signal reception system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5761345A JPS5761345A (en) | 1982-04-13 |
| JPS6233765B2 true JPS6233765B2 (ja) | 1987-07-22 |
Family
ID=15193380
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55137211A Granted JPS5761345A (en) | 1980-09-30 | 1980-09-30 | Signal reception system |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5761345A (ja) |
-
1980
- 1980-09-30 JP JP55137211A patent/JPS5761345A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5761345A (en) | 1982-04-13 |
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