JPS6237851B2 - - Google Patents
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- JPS6237851B2 JPS6237851B2 JP56174289A JP17428981A JPS6237851B2 JP S6237851 B2 JPS6237851 B2 JP S6237851B2 JP 56174289 A JP56174289 A JP 56174289A JP 17428981 A JP17428981 A JP 17428981A JP S6237851 B2 JPS6237851 B2 JP S6237851B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- carrier wave
- synchronous detection
- detection circuit
- output
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/68—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for wholly or partially suppressing the carrier or one side band
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は低減搬送波単側波帯信号を受信する方
式に関するものであり、搬送波に対するAGCを
容易に施しうる受信方式を提案するものである。
式に関するものであり、搬送波に対するAGCを
容易に施しうる受信方式を提案するものである。
従来、低減搬送波単側波帯信号の受信方式の１
つとして、スーパーヘテロダイン方式により中間
周波数に変換された低減搬送波単側波帯信号を、
まず搬送波のみを通過させうる程度の超狭帯域水
晶フイルタを介して搬送波のレベルを検出し、こ
の検出出力を利用して高周波段あるいは中間周波
段の利得を制御する（一般的に自動利得制御＝
AGCと呼ばれる）と同時に、検出した搬送波を
振幅制限器などを介して一定振幅を有する搬送波
となし、この一定振幅を有する搬送波と、中間周
波数に変換された低減搬送波単側波帯信号をプロ
ダクト検波回路に加えることにより信号復調を行
なう受信方式が考えられている。しかし、この受
信方式の問題点は、上述の搬送波抽出用超狭帯域
水晶フイルタのコストが極めて高価である点にあ
る。
つとして、スーパーヘテロダイン方式により中間
周波数に変換された低減搬送波単側波帯信号を、
まず搬送波のみを通過させうる程度の超狭帯域水
晶フイルタを介して搬送波のレベルを検出し、こ
の検出出力を利用して高周波段あるいは中間周波
段の利得を制御する（一般的に自動利得制御＝
AGCと呼ばれる）と同時に、検出した搬送波を
振幅制限器などを介して一定振幅を有する搬送波
となし、この一定振幅を有する搬送波と、中間周
波数に変換された低減搬送波単側波帯信号をプロ
ダクト検波回路に加えることにより信号復調を行
なう受信方式が考えられている。しかし、この受
信方式の問題点は、上述の搬送波抽出用超狭帯域
水晶フイルタのコストが極めて高価である点にあ
る。
この問題を解決する１つの方法として、上記の
超狭帯域水晶フイルタの代りに、振幅制限器と
PLL回路を直結して用いて、搬送波を抽出し、や
はり、プロダクト検波回路により信号復調を行な
う受信方式が考えられる。しかし、この場合には
AGC用の搬送波レベルの検出が非常に困難であ
り、AGCを施しにくい。この方式の改良とし
て、中間周波数に変換された低減搬送波単側波帯
信号のエンベロープを検波し、この検波出力の中
に含まれる直流的成分により、AGCを施すこと
が考えられるが、しかし、この場合にも、上記エ
ンベロープ検波出力の中に含まれる直流的成分は
後述するように変調度により変化し、好ましい
AGC動作を期待しにくい。
超狭帯域水晶フイルタの代りに、振幅制限器と
PLL回路を直結して用いて、搬送波を抽出し、や
はり、プロダクト検波回路により信号復調を行な
う受信方式が考えられる。しかし、この場合には
AGC用の搬送波レベルの検出が非常に困難であ
り、AGCを施しにくい。この方式の改良とし
て、中間周波数に変換された低減搬送波単側波帯
信号のエンベロープを検波し、この検波出力の中
に含まれる直流的成分により、AGCを施すこと
が考えられるが、しかし、この場合にも、上記エ
ンベロープ検波出力の中に含まれる直流的成分は
後述するように変調度により変化し、好ましい
AGC動作を期待しにくい。
本発明は上記の諸問題を解決し、良好なAGC
動作を可能とし、安価に実施しうる低減搬送波単
側波帯信号受信方式を提案するものであり、２つ
の直交同期検波回路を用いて搬送波との同期検波
および直交検波を行ない、信号復調を行なうと共
にAGC用の搬送波レベル検出を行なうことをそ
の特徴とする。
動作を可能とし、安価に実施しうる低減搬送波単
側波帯信号受信方式を提案するものであり、２つ
の直交同期検波回路を用いて搬送波との同期検波
および直交検波を行ない、信号復調を行なうと共
にAGC用の搬送波レベル検出を行なうことをそ
の特徴とする。
以下図面を用いて本発明の一実施例につき詳し
く説明する。
く説明する。
第１図は本発明の一実施例を説明するためのブ
ロツク図である。
ロツク図である。
第１図において、通常、中間周波数に変換され
た低減搬送波単側波帯信号は入力端子１を介し
て、第１の同期検波回路２および第２の同期検波
回路５に加えられる。
た低減搬送波単側波帯信号は入力端子１を介し
て、第１の同期検波回路２および第２の同期検波
回路５に加えられる。
いまここで、搬送波と両側波帯を有する単一正
弦波信号Ｖ（ｔ）を次の(1)式で表わせば、入力端
子１に加えられる上側波帯を利用した低減搬送波
単側波帯信号ｕ（ｔ）は次の(2)式で示される。
弦波信号Ｖ（ｔ）を次の(1)式で表わせば、入力端
子１に加えられる上側波帯を利用した低減搬送波
単側波帯信号ｕ（ｔ）は次の(2)式で示される。
Ｖ（ｔ）＝（１＋ｍ sinωSｔ）cosωCｔ ……(1)
ｕ（ｔ）＝ｋ cosωCｔ＋ｍ／２sin（ωC＋ωS）ｔ …
…(2)
だだし、
ｍ：変調度
ωC：搬送波角周波数
ωS：信号角周波数
ｋ：搬送波低減指数
上記の(2)式を直交成分に分解して示したのが次
の(3)式であり、また振幅変調成分と位相変調成分
に分解して示したのが次の(4)式である。
の(3)式であり、また振幅変調成分と位相変調成分
に分解して示したのが次の(4)式である。
ｕ（ｔ）＝（ｋ＋ｍ／２sinωSｔ）cosωCｔ＋ｍ／２cosωSｔ sinωCｔ ……(3)
ただし
(4)式に示す振幅変調成分はエンベロープ検波器
にて得られる検波出力を示すものであり、変調度
ｍの変化に応じて、その直流的な検波出力が変化
していることがわかる。これは、前述したように
エンベロープ検波出力を利用してAGCを施した
場合の不完全さを示している。
にて得られる検波出力を示すものであり、変調度
ｍの変化に応じて、その直流的な検波出力が変化
していることがわかる。これは、前述したように
エンベロープ検波出力を利用してAGCを施した
場合の不完全さを示している。
さて、第１図に示す第１および第２の同期検波
回路２，５にはさらに、VCO４から得られる発
色出力およびπ／２ラジアン位相シフト回路６か
ら得られる出力が加えられる。
回路２，５にはさらに、VCO４から得られる発
色出力およびπ／２ラジアン位相シフト回路６か
ら得られる出力が加えられる。
この中、第１の同期検波回路２の出力は出力端
子７に導かれると共に低減通過フイルタ３を介し
て上記VCO４に加えられており、第１の同期検
波回路２、低域通過フイルタ３、VCO４はPLL
型の閉ループを構成する。
子７に導かれると共に低減通過フイルタ３を介し
て上記VCO４に加えられており、第１の同期検
波回路２、低域通過フイルタ３、VCO４はPLL
型の閉ループを構成する。
いま、ここで、VCO４の発振周波数が、その
バイアス電圧あるいは発振用素子の特性値を変化
させることにより調整され、上記閉ループが入力
搬送波に対して同期状態にあるとすれば、VCO
４の出力信号P1（ｔ）は次式で表わされる。
バイアス電圧あるいは発振用素子の特性値を変化
させることにより調整され、上記閉ループが入力
搬送波に対して同期状態にあるとすれば、VCO
４の出力信号P1（ｔ）は次式で表わされる。
P1（ｔ）＝sin（ωCｔ＋θ） ……(6)
ただし、
θ：任意の位相角
したがつて、この(6)式で表わされるP1（ｔ）
と、前述の(2)式で表わされる低減搬送波単側波帯
信号ｕ（ｔ）が第１の同期検波回路２に加えられ
ることになり、その出力端７に得られる同期検波
出力Q1（ｔ）は次式で表わされる。（搬送波とそ
の高調波は除去して考える。） Q1（ｔ）＝l1〔（ｋ＋ｍ／２sinωSｔ）sinθ＋ｍ／２cosθcosωSｔ〕 ……(7) ただし、 l1：第１の同期検波回路２の検波感度 一方、π／２ラジアン位相シフト回路６の出力
信号P2（ｔ）は６式で表わされるVCO４の出力
信号P1（ｔ）に基づき次式で表わされる。
と、前述の(2)式で表わされる低減搬送波単側波帯
信号ｕ（ｔ）が第１の同期検波回路２に加えられ
ることになり、その出力端７に得られる同期検波
出力Q1（ｔ）は次式で表わされる。（搬送波とそ
の高調波は除去して考える。） Q1（ｔ）＝l1〔（ｋ＋ｍ／２sinωSｔ）sinθ＋ｍ／２cosθcosωSｔ〕 ……(7) ただし、 l1：第１の同期検波回路２の検波感度 一方、π／２ラジアン位相シフト回路６の出力
信号P2（ｔ）は６式で表わされるVCO４の出力
信号P1（ｔ）に基づき次式で表わされる。
P2（ｔ）＝cos（ωCｔ＋θ） ……(8)
したがつて、第２の同期検波回路５の出力端８
に得られる検波出力Q2（ｔ）は次式で表わされ
る。（ここでも検波出力中に含まれる搬送波およ
びその変調波成分は図示しないが簡単な低域通過
フイルタにより除去されるため、以後の検討では
除去して考える。） Q2（ｔ）＝l2〔（ｋ＋ｍ／２sinωSｔ）cosθ−ｍ／２sinθcosωSｔ〕 ……(9) ただし、 l2：第２の同期検波回路５の検波感度 ところで、上記(7)、(9)式においてθ＝０とする
と、Q1（ｔ）、Q2（ｔ）はそれぞれ次式のように
簡単になる。
に得られる検波出力Q2（ｔ）は次式で表わされ
る。（ここでも検波出力中に含まれる搬送波およ
びその変調波成分は図示しないが簡単な低域通過
フイルタにより除去されるため、以後の検討では
除去して考える。） Q2（ｔ）＝l2〔（ｋ＋ｍ／２sinωSｔ）cosθ−ｍ／２sinθcosωSｔ〕 ……(9) ただし、 l2：第２の同期検波回路５の検波感度 ところで、上記(7)、(9)式においてθ＝０とする
と、Q1（ｔ）、Q2（ｔ）はそれぞれ次式のように
簡単になる。
Q1（ｔ）〓=0＝ｍ／２l1cosωSｔ……(10)
Q2（ｔ）〓=0＝kl2＋ｍ／２l2sinωSｔ ……(11)
(10)、(11)式より明らかなようにθ＝０の場合、第
１の同期検波回路２の出力端７には復調信号のみ
が得られ、第２の同期検波回路５の出力端８には
復調信号および搬送波レベルに比例した直流的な
信号が得られる。
１の同期検波回路２の出力端７には復調信号のみ
が得られ、第２の同期検波回路５の出力端８には
復調信号および搬送波レベルに比例した直流的な
信号が得られる。
本発明は上述のようにθ＝０として、２つの同
期検波回路を動作させ直交復調を行ない、一方の
同期検波回路から搬送波レベルに比例した直流的
な信号を得、この直流的な信号を有効に利用して
AGC動作をさせることを特徴とするものであ
る。
期検波回路を動作させ直交復調を行ない、一方の
同期検波回路から搬送波レベルに比例した直流的
な信号を得、この直流的な信号を有効に利用して
AGC動作をさせることを特徴とするものであ
る。
上記のθ＝０とする具体的な手段としては、た
とえば、VCO４のバイアス電圧、あるいは発振
用素子の特性値などを制御するような、通常、
PLL回路で採用しうる各種の位相調整手段を用い
ればよい。
とえば、VCO４のバイアス電圧、あるいは発振
用素子の特性値などを制御するような、通常、
PLL回路で採用しうる各種の位相調整手段を用い
ればよい。
なお、信号の復調出力は(10)、(11)式より明らかな
ように、Q1（ｔ）、Q2（ｔ）のどちらにも含まれ
ているため出力端子７または８のどちらから得ら
れる出力を利用してもよい。
ように、Q1（ｔ）、Q2（ｔ）のどちらにも含まれ
ているため出力端子７または８のどちらから得ら
れる出力を利用してもよい。
第１図に示す低域通過フイルタ３は、第１の同
期検波回路２の出力に含まれる復調信号成分を除
去し、かつ、閉ループの動的な応答特性を良くす
るためのものであり、通常、PLL回路に含まれる
低域通過フイルタに対して払うべき考慮と同様の
考慮を払つて設計すべきである。
期検波回路２の出力に含まれる復調信号成分を除
去し、かつ、閉ループの動的な応答特性を良くす
るためのものであり、通常、PLL回路に含まれる
低域通過フイルタに対して払うべき考慮と同様の
考慮を払つて設計すべきである。
第１図の９は、同期検波回路５の検波出力Q2
から、上記したような搬送波レベルに比例した直
流的な信号を取り出す制御信号検出回路であり、
具体的には低域通過フイルタ等を用いる。この制
御信号検出回路９の出力信号は、第１の同期検波
回路２を含む被制御ブロツク１０に印加され、こ
の同期検波回路２からの検波出力Q1のレベルを
制御する。このブロツク１０は上記検波出力Q1
が可変できる構成であればよく、具体的には含ま
れる増幅器の利得を制御可能としたもの（その一
例を第２の実施例として第２図に示す）、同期検
波回路２の検波感度を制御可能としたものなど
種々の構成により実現可能である。
から、上記したような搬送波レベルに比例した直
流的な信号を取り出す制御信号検出回路であり、
具体的には低域通過フイルタ等を用いる。この制
御信号検出回路９の出力信号は、第１の同期検波
回路２を含む被制御ブロツク１０に印加され、こ
の同期検波回路２からの検波出力Q1のレベルを
制御する。このブロツク１０は上記検波出力Q1
が可変できる構成であればよく、具体的には含ま
れる増幅器の利得を制御可能としたもの（その一
例を第２の実施例として第２図に示す）、同期検
波回路２の検波感度を制御可能としたものなど
種々の構成により実現可能である。
第２図には第１図の構成をさらに具体的にした
実施例を示す。第２図において、第１図と同じ番
号を付しているブロツクおよび端子は第１図のそ
れと同じ機能を有するため、詳述は省略する。
実施例を示す。第２図において、第１図と同じ番
号を付しているブロツクおよび端子は第１図のそ
れと同じ機能を有するため、詳述は省略する。
第２図において、低減搬送波単側波帯信号は入
力端子１１を介して電圧制御可変利得増幅器１２
に加えられ、その出力は第１図の場合と同様に、
第１および第２の同期検波回路２および５に加え
られる。電圧制御可変利得増幅器１２の制御電圧
は、第２の同期検波回路５の出力信号に含まれる
ところの搬送波レベルに比例した直流的信号のみ
を取り出す低域通過フイルタ１３から与えられ
る。したがつて、上記の電圧制御可変利得増幅器
１２、第２の同期検波回路５、および低域通過フ
イルタ１３は閉ループのAGC回路を構成する。
なお、通常のAGC回路と同様に、必要に応じ
て、低域通過フイルタ１３と直流増幅器または減
衰器の機能を付加してもよいことは云うまでもな
い。また、第１図、第２図に示す、第１、第２の
同期検波回路２，５および電圧制御型可変利得増
幅器１２は、たとえば、二重平衡型マルチプライ
ヤ回路などで容易に実現でき、VCO４もたとえ
ば電圧制御型可変容量ダイオードを用いたLC発
振器、水晶発振器など容易に構成できる。また、
π／２ラジアン位相シフト回路６も種々のLC型
またはRC型移相回路により実現できるが、素子
特性のばらつき、経時変化、温度特性などに十分
配慮して設計すべきである。
力端子１１を介して電圧制御可変利得増幅器１２
に加えられ、その出力は第１図の場合と同様に、
第１および第２の同期検波回路２および５に加え
られる。電圧制御可変利得増幅器１２の制御電圧
は、第２の同期検波回路５の出力信号に含まれる
ところの搬送波レベルに比例した直流的信号のみ
を取り出す低域通過フイルタ１３から与えられ
る。したがつて、上記の電圧制御可変利得増幅器
１２、第２の同期検波回路５、および低域通過フ
イルタ１３は閉ループのAGC回路を構成する。
なお、通常のAGC回路と同様に、必要に応じ
て、低域通過フイルタ１３と直流増幅器または減
衰器の機能を付加してもよいことは云うまでもな
い。また、第１図、第２図に示す、第１、第２の
同期検波回路２，５および電圧制御型可変利得増
幅器１２は、たとえば、二重平衡型マルチプライ
ヤ回路などで容易に実現でき、VCO４もたとえ
ば電圧制御型可変容量ダイオードを用いたLC発
振器、水晶発振器など容易に構成できる。また、
π／２ラジアン位相シフト回路６も種々のLC型
またはRC型移相回路により実現できるが、素子
特性のばらつき、経時変化、温度特性などに十分
配慮して設計すべきである。
第３図は、上記のπ／２ラジアン位相シフト回
路６のかわりに実質的に同じ機能を果たし、かつ
無調整で径時変化、温度特性の問題に対しても有
利に動作するところのデイジタル信号処理的手段
を用いた本発明の他の実施例を示すものである。
路６のかわりに実質的に同じ機能を果たし、かつ
無調整で径時変化、温度特性の問題に対しても有
利に動作するところのデイジタル信号処理的手段
を用いた本発明の他の実施例を示すものである。
第２図と同様に、第１図と同じ番号を付してい
るブロツクおよび端子は第１図のそれと同じ機能
を有するため、詳述は省略する。
るブロツクおよび端子は第１図のそれと同じ機能
を有するため、詳述は省略する。
第３図において、VCO４の発振周波数は、入
力搬送波の4n（ｎは任意の正整数）倍に設定す
る。この発振出力は周波数を１／ｎにする分周器
１４を介してジヨンソン型カウンタ１５に加えら
れる。ジヨンソン型カウンタ１５の具体的構成例
を第４図に示す。第４図では、Ｄフリツプフロツ
プ１７，１８が用いられ、分周器から得られる出
力は入力端子１６を介して両フリツプフロツプの
Ｔ入力に加えられる。そして、出力端子１９，２
０からは、入力端子１６に加えられた信号周波数
の1/4の周波数を有し、位相が互いにπ／２ラジ
アンだけ、シフトされた出力が得られる。ジヨン
ソン型カウンタの動作については周知であるか
ら、詳しい説明は省略する。したがつて第３図の
構成では、上述したジヨンソン型カウンタ１５の
２つの出力信号はそれぞれ第１および第２の同期
検波回路２，５に加えられる。
力搬送波の4n（ｎは任意の正整数）倍に設定す
る。この発振出力は周波数を１／ｎにする分周器
１４を介してジヨンソン型カウンタ１５に加えら
れる。ジヨンソン型カウンタ１５の具体的構成例
を第４図に示す。第４図では、Ｄフリツプフロツ
プ１７，１８が用いられ、分周器から得られる出
力は入力端子１６を介して両フリツプフロツプの
Ｔ入力に加えられる。そして、出力端子１９，２
０からは、入力端子１６に加えられた信号周波数
の1/4の周波数を有し、位相が互いにπ／２ラジ
アンだけ、シフトされた出力が得られる。ジヨン
ソン型カウンタの動作については周知であるか
ら、詳しい説明は省略する。したがつて第３図の
構成では、上述したジヨンソン型カウンタ１５の
２つの出力信号はそれぞれ第１および第２の同期
検波回路２，５に加えられる。
上記第３図に示す実施例では、無調整で移相出
力が得られ経時変化、温度特性に対して有利と云
う点以外にIC化にも好適と云う点にもある。
力が得られ経時変化、温度特性に対して有利と云
う点以外にIC化にも好適と云う点にもある。
以上に詳述したように本発明によれば、簡単な
構成により低減搬送波単側波帯信号をAGCを施
し、安定に受信、復調することができ、また、
IC化も容易な構成であるため、その工業的価値
はきわめて大なるものである。
構成により低減搬送波単側波帯信号をAGCを施
し、安定に受信、復調することができ、また、
IC化も容易な構成であるため、その工業的価値
はきわめて大なるものである。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２
図、第３図は他の実施例を示す構成図、第４図は
ジヨンソン型カウンタの一構成例を示す構成図で
ある。 １……低減搬送波単側波帯信号入力端子、２…
…同期検波回路、３……低域通過フイルタ、４…
…電圧制御発振器、５……同期検波回路、６……
π／２ラジアン位相シフト回路、７，８……復調
信号出力端子、９……制御信号検出回路、１０…
…被制御ブロツク、１２……電圧制御可変利得増
幅器、１３……低域通過フイルタ、１４……１／
ｎ分周器、１５……ジヨンソン型カウンタ。
図、第３図は他の実施例を示す構成図、第４図は
ジヨンソン型カウンタの一構成例を示す構成図で
ある。 １……低減搬送波単側波帯信号入力端子、２…
…同期検波回路、３……低域通過フイルタ、４…
…電圧制御発振器、５……同期検波回路、６……
π／２ラジアン位相シフト回路、７，８……復調
信号出力端子、９……制御信号検出回路、１０…
…被制御ブロツク、１２……電圧制御可変利得増
幅器、１３……低域通過フイルタ、１４……１／
ｎ分周器、１５……ジヨンソン型カウンタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 第１の同期検波回路、低域通過フイルタ、電
圧制御発振器を用い、上記第１の同期検波回路に
は低減搬送波単側波帯信号および低減搬送波と同
じ周波数を有するところの上記電圧制御発振器か
ら得られる第１の搬送波を加え、この第１の同期
検波回路から得られる出力信号を、上記低域通過
フイルタを介して上記電圧制御発振器に加えるこ
とにより閉ループを構成し、上記第１の搬送波を
位相シフトさせてこの第１の搬送波と位相がπ／
２ラジアン異なる第２の搬送波を得、この第２の
搬送波および、上記低減搬送波単側波帯信号を第
２の同期検波回路に印加し、この第２の同期検波
回路の出力信号中に含まれる搬送波レベルに比例
した直流的信号を用いて、上記第１の同期検波回
路の出力レベルがほぼ一定になるように制御し、
さらに、上記第１または第２の同期検波回路から
復調出力信号を取り出すことを特徴とする低減搬
送波単側波帯信号受信方式。 ２ 電圧制御発振器の発振周波数を入力される搬
送波周波数の4n倍（ｎは任意の正整数）とな
し、この電圧制御発振器の出力を１／ｎに分周し
た後、ジヨンソン型カウンタにより1/4に分周す
ると共に位相の直交する第１、第２の搬送波を得
ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
低減搬送波単側波帯信号受信方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56174289A JPS5875333A (ja) | 1981-10-29 | 1981-10-29 | 低減搬送波単側波帯信号受信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56174289A JPS5875333A (ja) | 1981-10-29 | 1981-10-29 | 低減搬送波単側波帯信号受信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5875333A JPS5875333A (ja) | 1983-05-07 |
| JPS6237851B2 true JPS6237851B2 (ja) | 1987-08-14 |
Family
ID=15976068
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56174289A Granted JPS5875333A (ja) | 1981-10-29 | 1981-10-29 | 低減搬送波単側波帯信号受信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5875333A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5950622A (ja) * | 1982-09-17 | 1984-03-23 | Sony Corp | ラジオ受像機 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5853527B2 (ja) * | 1978-12-01 | 1983-11-30 | パイオニア株式会社 | 位相制御装置 |
-
1981
- 1981-10-29 JP JP56174289A patent/JPS5875333A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5875333A (ja) | 1983-05-07 |
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