JPS6233831B2

JPS6233831B2 -

Info

Publication number: JPS6233831B2
Application number: JP6155680A
Authority: JP
Inventors: Katsumi Tabuchi; Masahiro Kosaka; Koichi Horigami
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1980-05-08
Filing date: 1980-05-08
Publication date: 1987-07-23
Also published as: JPS56157512A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は定電圧電源装置、特に直列共振型DC
−DCコンバータの出力電圧を安定化するための
制御機能を具備した定電圧電源装置に関するもの
である。

DC−DCコンバータは周知の如く、入力直流電
圧をその入力電圧値と異なつた出力の電圧値に変
換するもので、従来ではスイツチング素子のオ
ン・オフ動作の時比率を制御して所望の変換を行
なう時比率制御方式のDC−DCコンバータが一般
的である。上記時比率制御方式DC−DCコンバー
タ（例えば、チヨツパ方式とかフライバツク方式
など）の欠点は、変換動作における電圧と電流の
急しゆんな変化のために不要輻射が大きいこと
と、スイツチング素子のオン・オフ動作時のスイ
ツチング損失が大きいことである。上記時比率制
御方式の欠点を大幅に改善できるものとして第１
図に示すようなコンデンサとコイルとの直列共振
を利用した直列共振型のDC−DCコンバータが提
案されている。直列共振型DC−DCコンバータ
は、変換動作における電流が正弦波波形となるた
め、不要輻射が少なくスイツチング素子のスイツ
チング損失が極めて小さくなるという特長を有す
る。しかしながら、従来から提案されている直列
共振型DC−DCコンバータは、その出力電圧を安
定に制御する手段に問題が残されており、入力電
圧と負荷の大幅な変動に対して出力を安定化する
ことが出来なかつた。

本発明は直列共振型DC−DCコンバータにおい
て、制御動作が簡単で制御範囲の広い制御能をも
つ定電圧電源装置を提供するものである。第１図
は従来の直列共振型DC−DCコンバータの基本的
な回路構成図を示し、第２図は第１図の等価回路
図、第３図は共振回路の共振電流波形を示してい
る。第１図において、直列接続された２つの入力
直流電源１と２の両端子間にオン・オフ動作を行
なうスイツチング素子３と４が直列に接続され、
上記入力直流電源の中点と上記スイツチング素子
の中点間に共振用コンデンサ５、共振用コイル
６、変換トランス７と１次巻線８とが直列に接続
されている。上記変換トランス７の２次巻線９に
は整流回路１０と平滑用コンデンサ１１とが接続
され、その出力端子には電気的負荷１２（例えば
抵抗器など）が接続されている。

上記のように構成された直列共振型DC−DCコ
ンバータはすでに公知のものであり、その動作の
詳細は省略するが、参考までに前記変換トランス
７の２次側回路を１次測に変換して得られる等価
回路である第２図を用いて簡単に説明する。前記
入力直流電源１と２の電圧値は等しく、その電圧
値をECとし、前記２つのスイツチング素子３と
４は１つのスイツチング素子１３として等価的に
おきかえることができ、前記整流回路１０、平滑
用コンデンサ１１、電気的負荷１２は１次側に変
換されて、それぞれ１０′，１１′，１２′として
示されると共に２次側出力直流電圧Ｖ_OはV′_Oと
なる。なお、第２図において第１図と同じものに
ついては同符号を付している。上記スイツチング
素子１３を入力直流電源１の方に接続すると、入
力直流電源１から前記共振用コンデンサ５、共振
用コイル６、整流回路１０′、平滑用コンデンサ
１１′の方向に共振用コンデンサ５と共振用コイ
ル６とで決まる正弦波電流が流れ、また、スイツ
チング素子１３を入力直流電源２の方向に接続す
ると、上記電流方向とは逆方向に入力直流電源２
に向つて上記と同じ正弦波電流が流れる。上記ス
イツチング素子１３の切り替えを共振周波数に一
致させると第３図の示すような連続した正弦波電
流が流れる。共振サイクルの1/2サイクルの時間
はπ√₅・₆となる。

ここで、 C₅：共振用コンデンサ５の容量値 L₆：共振用コイル６のインダクタンス値２次側出力直流電圧Ｖ_Oは第３図の正弦波電流
を整流、平滑したものであり、出力直流電圧Ｖ_O
を入力直流電源、電気的負荷の変動に対して安定
化するためには上記の正弦波電流の大きさ、つま
り平均電流値を制御する必要がある。共振回路の
平均電流値は第２図の等価回路図から算出でき
る。共振回路には上記スイツチング素子１３の動
作により共振周期と一致したサイクルで±ECの
電圧が印加され、出力直流電圧Ｖ_O′を一定とし、
回路の等価直列損失抵抗をＲと仮定すると（第２
図には表示していない）共振回路の平均電流値
I′_Oは、Ｉ′_Ｏ∝（EC−Ｖ_O′）／Ｒ ……(1) の式で求められる。したがつて、平均電流値Ｉ
_O′を制御して出力直流電圧Ｖ_Oを安定化するため
には、(1)式より（EC−Ｖ_O′）か、等価直列損失
抵抗Ｒを制御したのでは変換効率が悪くなるた
め、（EC−Ｖ_O′）を制御する方法が考えられる。
本発明の定電圧制御装置は上記の（EC−Ｖ_O′）
を簡単な手段で制御し、出力直流電圧Ｖ_Oを安定
化するようにしたものである。第４図に本発明の
一実施例を示す。この第４図において、第１図で
説明したものと同じものについては同じ符号を付
している。入力直流電源の電圧ECと２次側出力
直流電源Ｖ_Oの１次側に変換された電圧Ｖ_O′との
差電圧（EC−Ｖ_O′）を制御するために、前記変
換トランス７の１次コイル８と直列に別の変換ト
ランス１４の１次巻線１５を接続し、上記変換ト
ランス１４の２次巻線１６に整流回路１７と平滑
用コンデンサ１８を接続している。

上記のように構成すると、前記スイツチング素
子３と４のオン・オフ動作により上記変換トラン
ス１４にも前記と同様に正弦波電流が流れ、上記
整流回路１７と平滑用コンデンサ１８によつて平
滑用コンデンサ１８の両端子間には直流電圧Ｖ_S
が得られる。共振回路に上記変換トランス１４が
接続されたため変換トランス１４の１次巻線１５
の両端子間電圧をＶ_S′とすると、共振回路の平均
電流値Ｉ_O′はＩ_O′∝（EC−Ｖ_O′−Ｖ_S′）／Ｒとなる。ここで、Ｖ_S′は上記平滑用コンデンサ１
８の直流電圧Ｖ_Sを１次側に変換した電圧値であ
る。上記の式から明らかなように、平均電流値Ｉ
_O′を制御するには上記直流電圧Ｖ_S′を制御すれば
よい。直流電圧Ｖ_S′を制御するために上記平滑用
コンデンサ１８の出力電流電圧Ｖ_Sを入力直流電
源とした一般に知られている時比率制御回路１９
を接続し、その時比率制御回路１９の出力端子を
前記平滑用コンデンサ１１の両端子に並列接続す
る。上記時比率制御回路１９に上記平滑用コンデ
ンサ１１の両端子間電圧つまり、出力直流電圧Ｖ
_Oを帰還し、その出力直流電圧Ｖ_Oが一定になるよ
うに制御動作を行なわせる。一般に知られている
時比率制御回路とは、制御用スイツチング素子の
オン時間とオフ時間の時比率を制御することによ
つて電力の伝達量を制御する回路のことを意味し
ている。第５図に上記の時比率制御回路１９とし
てチヨツパ回路を用いた構成例を示している。第
５図は第４図の一部分を示しており、同じものは
同じ符号を付している。前記平滑用コンデンサ１
８の一端にスイツチングトランジスタ２０のコレ
クタ端子を接続し、エミツタ端子をチヨークコイ
ル２２を介して前記平滑用コンデンサ１１の一端
に接続すると共に上記平滑用コンデンサ１１の別
の端子からエミツタ端子の方向に電流が流れる方
向にダイオード２１を接続する。上記スイツチン
グトランジスタ２０のベース端子には、これをオ
ン・オフ制御するためのパルス変調回路などから
なる回路２３が接続され、回路２３は上記平滑用
コンデンサ１１の出力電圧Ｖ_Oを検出し、基準電
圧と比較し、その差を増幅する回路などからなる
回路２４に接続される。

上記のように構成されたチヨツパ回路は、出力
電圧に応じて上記スイツチングトランジスタ２０
の時比率を制御するものであることはよく知られ
ているので動作説明は省略する。

以上のような回路構成において、前記電気的負
荷１２に供給される電力は前記変換トランス７か
ら得られるものと前記変換トランス１４から前記
時比率制御回路１９を通して得られるものとの和
になるが、通常の状態では上記変換トランス１４
の１次巻線１５の端子電圧は上記変換トランス７
の１次巻線８の端子電圧より十分小さく上記電気
的負荷１２の電力はほとんど上記変換トランス７
から供給される。上記電気的負荷１２の出力電圧
Ｖ_Oが大きくなつたとすると、上記時比率制御回
路１９の時比率を小さくして前記平滑用コンデン
サ１８の出力電圧Ｖ_Sを大きくし、共振回路の平
均電流値Ｉ_O′が小さくなるように制御し、上記出
力電圧Ｖ_Oの上昇を制限する。一方、上記出力電
圧Ｖ_Oが小さくなつたとすると、上記時比率制御
回路１９の時比率を大きくし、上記平滑用コンデ
ンサ１８の出力電圧Ｖ_Sを小さくし、共振回路の
平均電流値Ｉ_O′が大きくなるように制御し、出力
電圧Ｖ_Oの低下を制限する。

本発明の定電圧電源装置は以上のように直列共
振型DC−DCコンバータに時比率制御回路を設け
ることによつて、共振型方式の特長を損なうこと
なく時比率制御で出力直流電圧を安定化出来るも
のである。なお、第４図では変換トランス７と１
４を理想的なトランスとして、共振用コイル６を
別に設けたが、実際の変換トランスでは漏洩イン
ダクタンスが存在し、この値を無視することが出
来ない。従つて、この場合は、変換トランス７と
１４の実効漏洩インダクタンスの和が上記共振用
コイル６のインダクタンスと同じ値になるように
変換トランスの１次と２次巻線の結合を調整する
ことによつて上記共振用コイル６を省略すること
が出来る。

第６図は本発明の別の実施例を示す回路図で、
これは第４図のものに、前記スイツチング素子３
と４の駆動回路と共振回路の共振電流の最大電流
値を制御する制御回路を付加したものである。第
４図に示した時比率制御回路１９に出力直流電圧
の帰還の他に前記電気的負荷１２に流れる直流電
流を帰還させると電流制御も可能であり、通常の
制御状態においては第４図の実施例に示す構成で
問題はないが、入力直流電源、電気的負荷の急激
な変化に対して上記スイツチング素子３と４など
の信頼性を高めるにはスイツチング素子３と４に
流れる電流値を検出し、これを直接制御するのが
良い。第６図の実施例は第４図に示す回路に上記
機能を追加したもので、第４図で説明したものと
同じものには同じ符号を付しており、また、前記
変換トランス７と１４との２次巻線からの回路接
続は省略し、点線のブロツクで表わしている。第
６図において、上記スイツチング素子３と４とに
それぞれ並列にスイツチング素子３と４との導通
する方向と逆方向に導通するようにダイオード２
５と２６とを接続し、前記共振用コンデンサ５と
共振用コイル６との接続線に共振電流を検出する
電流検出巻線２７を設け、上記電流検出巻線２７
の検出電流値と予め定められた基準の電流値Ｉ_P
との比較を比較回路２８で行なうようにしてい
る。単安定マルチバイブレータ回路２９の出力端
子を単安定マルチバイブレータ回路３０の入力端
子に接続し、上記単安定マルチバイブレータ回路
２９の入力端子に接続して矩形波発振回路３４を
構成し、上記単安定マルチバイブレータ回路２９
の出力端子をアンド回路３２と３３の入力端子に
接続し、上記単安定マルチバイブレータ回路３０
の出力端子をフリツプ・フロツプ回路３１のクロ
ツク入力端子に接続し、その出力である相互に反
転したレベルを持つ２つの出力端子を、それぞれ
上記アンド回路３２と３３の他の入力端子に接続
し、上記アンド回路３２の出力で上記スイツチン
グ素子４を駆動し、上記アンド回路３３の出力で
上記スイツチング素子３を駆動する。上記フリツ
プ・フロツプ回路３１、アンド回路３２と３３と
で構成される回路は上記矩形波発振回路３４の信
号を２つの出力にふり分ける機能を持つ周知のふ
り分け回路３５である。上記単安定マルチバイブ
レータ回路２９と３０および上記フリツプ・フロ
ツプ回路３１はそれぞれ入力信号の立下りで動作
し、上記単安定マルチバイブレータ回路２９のパ
ルス幅は前記共振電流の1/2サイクルの時間と一
致させ、上記単安定マルチバイブレータ回路３０
のパルス幅は上記比較回路２８の出力によつて制
御されるように、上記比較回路２８の出力端子を
上記単安定マルチバイブレータ回路３０に接続す
る。第７図は第６図の動作を説明するための各部
の動作波形図である。第６図と第７図において、
上記電流検出巻線２７の検出電流値が基準の電流
値Ｉ_Pよりも小さい場合は、上記単安定マルチバ
イブレータ３０のパルス幅は予め定められた小さ
な値に固定され、上記ふり分け回路３５の出力に
よつて駆動される上記スイツチング素子３と４が
交互にオン、オフし、上記入力直流電源１と２か
ら電力が上記変換トランス７と１４を介して上記
電気的負荷１２に供給され、共振回路には、ほぼ
連続した正弦波状の電流が流れる。上記電流検出
巻線２７の検出電流値が基準の電流値Ｉ_Pより大
きくなろうとすると、比較回路２８の出力信号に
より上記単安定マルチバイブレータ回路３０のパ
ルス幅が大きくなるように制御される。上記単安
定マルチバイブレータ回路２９の出力端子の電圧
波形が第７図のＡであり、上記アンド回路３２と
３３の出力端子の電圧波形がＢとＣである。第７
図で時刻Ｏからt₁，t₂からt₃が単安定マルチバイ
ブレータ回路２９のパルス幅であり、上記スイツ
チング素子３または４が導通して第７図のＤに示
すような正弦波状の電流が入力直流電源１または
２から流れる。第７図で時刻t₁からt₂，t₃からt₄が
単安定マルチバイブレータ回路３０のパルス幅で
あり、上記スイツチング素子３と４とが共にオフ
になつており、上記共振用コンデンサ５のエネル
ギーが上記ダイオード２５または２６を介して上
記入力直流電源１または２に回生される。上記ダ
イオード２５または２６を介して流れる回生電流
も第７図のＤに示すように正弦波状となる。上記
比較回路２８の出力信号によつて上記単安定マル
チバイブレータ回路３０のパルス幅が制御される
と、上記の回生電流による回生エネルギーが制御
されて共振回路の共振電流値が制御出来る。上記
の動作は共振回路の共振電流の最大値を予め定め
られた電流値Ｉ_P以下に制御するものであるか
ら、上記単安定マルチバイブレータ回路３０のパ
ルス幅は上記比較回路２８によつて連続的に制御
される必要はなく、２つのパルス幅のオン、オフ
制御でもよい。なお、第６図の実施例は共振回路
の共振電流値を電流検出巻線２７で検出したが、
上記共振用コンデンサ５の電圧は共振電流よりも
位相がπ／２だけ遅れているが共振電流の大きさ
に対応しており、上記比較回路２８の入力信号を
共振用コンデンサ５から検出してもよい。その場
合の比較回路２８の基準値は電圧となる。

また、本発明の定電圧電源装置の実施例とし
て、スイツチング素子を２個使用した、いわゆる
ハーフブリツジ回路の直列共振型DC−DCコンバ
ータについて説明したが、その他の直列共振型
DC−DCコンバータにも本発明は適用できること
は明らかである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の直列共振型DC−DCコンバータ
の基本回路図、第２図はその等価回路図、第３図
は共振電流波形図、第４図は本発明の一実施例を
示す回路接続図、第５図は同実施例の要部回路構
成図、第６図は本発明の他の実施例を示す回路接
続図、第７図はその動作を説明するための波形図
である。１，２……入力直流電源、３，４……スイツチ
ング素子、５……共振用コンデンサ、６……共振
用コイル、７，１４……変換トランス、１０，１
７……整流回路、１１，１８……平滑用コンデン
サ、１２……電気的負荷、１９……時比率制御回
路、２５，２６……ダイオード、２７……電流検
出巻線、２８……比較回路、３０……矩形波発振
回路、３５……ふり分け回路。

Claims

【特許請求の範囲】１入力直流電源、オン・オフ動作を行なうスイ
ツチング素子、コンデンサとインダクタンス要素
および第１の変換トランスの１次巻線とを直列に
接続し、前記第１の変換トランスの２次巻線に第
１の整流・平滑回路を接続し、その出力端子に電
気的負荷を接続して第１の直流電圧を供給するよ
うに構成された直列共振型DC−DCコンバータに
おいて、前記第１の変換トランスとは別の第２の
変換トランスの１次巻線を前記第１の変換トラン
スの１次巻線と直列に接続し、その２次巻線に第
２の整流・平滑回路を接続して第２の直流出力電
圧を得ると共に、その第２の直流電圧を入力直流
電源とした時比率制御回路を接続し、その時比率
制御回路の出力端子を前記第１の整流・平滑回路
の出力端子に並列的に接続すると共に、前記電気
的負荷の第１の直流電圧が一定となるように前記
時比率制御回路の制御動作を行なわせるように構
成したことを特徴とする定電圧電源装置。２特許請求の範囲第１項の記載において、前記
スイツチング素子には、該スイツチング素子の導
通方向と反対側に導通するごとくダイオードが並
列接続され、かつ、前記スイツチング素子のオン
時間は前記コンデンサとインダクタンス要素とで
決定される共振サイクルの1/2サイクルに設定す
ると共に、共振電流の電流値または上記コンデン
サの電圧値を検出して共振電流の最大値を予め定
められた電流値以下になるようにオフ時間を制御
するごとく構成されていることを特徴とする定電
圧電源装置。