JPS6234285B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はトランジスタ回路に関し、特に、パル
ス性雑音除去回路等のパルス信号を扱う回路に使
用される自動利得制御回路に適したトランジスタ
回路に関する。

自動車用ラジオ受信機等では、受信信号に含ま
れるパルス性雑音を除去するための回路が必要で
あり、このパルス性雑音除去回路には自動利得制
御回路が用いられる。

すなわち、第１図は本発明の回路が使用される
パルス性雑音除去回路のブロツク構成図である。
入力端子１の音声信号は、ゲート回路２を介して
出力端子３に導かれている。入力信号の一部は分
岐されて、増幅器４により増幅され、その出力は
波器５を介して、トリガパルス発生器６に与え
られている。この波器５はパルス性雑音に含ま
れる高い周波数の信号を分離するためのもので、
端子１に現われる通常の音声周波数より高い周数
に、その通過域が設定されている。この波器５
の出力の一部は自動利得制御回路７の入力に加え
られ、この回路７は増幅器４の増幅利得を制御す
るように構成されている。

このようなパルス性雑音除去回路では、入力端
子１の信号にパルス性雑音が到来すると、波器
５の出力に信号が現われ、トリガパルス発生器６
からパルスが送出され、このパルスの持続時間だ
けゲート回路２を開いて、入力端子１の信号が出
力端子３に至る通路を遮断する。しかし、パルス
性雑音が長時間続くと、この時間中に出力端子３
には出力信号が全く現われない。この不都合をな
くするため、波器５の出力に連続的に信号が現
われるときには、自動利得制御回路７が動作して
増幅器４の増幅利得を下げたり、あるいは増幅器
４の入力電圧を減衰させたりしてトリガパルス発
生器６からパルスが発生しないように制御され
る。

第２図はこのための自動利得制御回路７の従来
例回路を示す。すなわち、前述の波器５の出力
に信号が現われると、抵抗器R₆およびR₇の分割
電圧により、トランジスタQ₄，Q₃およびQ₂が導
通し、コンデンサC₁に充電が始まる。この充電
速度はコンデンサC₁の容量および抵抗器R₂，R₃
により定まるが、このコンデンサC₁の両端電圧
に従つてトランジスタQ₁のコレクタ・エミツタ
間の等価抵抗値が低下し、増幅器４の入力電圧を
下げる。

このような従来回路には次のような欠点があ
る。

(1) 自動利得制御の制御レベルは、トランジスタ
Q₄のベース・エミツタ間電圧Ｖ_BEにより定ま
るので、温度依存性がある。

(2) トランジスタQ₄，Q₃，Q₂が飽和スイツチン
グ動作をするため、回路の直流電流が急激に変
化し、他のアナログ信号回路にクリツク雑音妨
害を与える。

(3) コンデンサC₁の充電時定数（T₁）はほぼR₂，
C₁、放電時定数（T₂）はほぼR₃，C₁で定まるの
で、コンデンサC₁の両端電圧をトランジスタ
Q₁のベース・エミツタ間電圧（V′_BE）より高
くとろうとすると、 T₁＞T₂ なる条件を作り出すことが困難になり、自動利
得制御回路の復旧動作が遅れる。

このように、この回路を半導体集積回路により
構成するとき、温度の影響を受け易くなり、密接
した回路からの誘導妨害を受け易くなり、さらに
コンデンサC₁の容量に制限が加わるため、上記
欠点はさらに顕著になる。

本発明の目的は、温度の影響を受けがたく、ま
た回路電流の変化による雑音発生を防止し、さら
に回路定数設定も容易となる利得制御回路に適し
たトランジスタ回路を提供することにある。

本発明によれば、好ましくはエミツタが共通に
接続され定電流源に接続されるとともに一方のト
ランジスタのベースに入力が導かれた差動トラン
ジスタ対回路と、この差動トランジスタ対回路の
動作出力により制御される電流源回路と、この電
流源回路により制御される時定数回路と、この時
定数回路の電圧により制御された可変インピーダ
ンス素子とを備えたことを特徴とするトランジス
タ回路が得られる。

以下、実施例を図面により説明する。

第３図は本発明の一実施例を示す回路図であ
る。この図は第１図に示すパルス性雑音除去回路
の自動利得制御回路７の部分を特に詳しく示す図
であつて、ゲート回路２あるいはトリガパルス発
生器６は図から省かれている。

第３図で、自動利得制御回路７に供給される直
流電源Ｖ_cc、ダイオードD₂およびツナ−ダイオー
ドD₃の直列対回路により安定化されている。こ
の安定化電位をＶ_pとする。トランジスタQ₆とQ₇
は、互いにエミツタが共通に接続され、そのエミ
ツタと接地との間に定電流回路１１が接続されて
いる。このトランジスタQ₇のコレクタは、上記
電位点Ｖ_pに、トランジスタQ₆のコレクタは、ダ
イオードD₁を介して、同じく電位点Ｖ_pそれぞれ
接続さ減ている。これらトランジスタQ₆，Q₇の
ベースは、それぞれ電位点Ｖ_pと接地との間に挿
入された分割抵抗器R₁₁，R₁₂およびR₉，R₁₀の分
割点に接続されている。また、トランジスタQ₆
のベースには波器５の出力が導かれ、この自動
制御回路７の入力点となつている。

トランジスタQ₆のコレクタは、上記電位点Ｖ_p
にエミツタの接続されたトランジスタQ₅のベー
スにさらに接続され、そのトランジスタQ₅のコ
レクタは、コンデンサC₂と抵抗R₈の並列回路か
らなる時定数回路に接続されている。このコンデ
ンサC₂の両端電圧は、トランジスタQ₁のベー
ス・エミツタ間に供給され、このトランジスタ
Q₁は、入力抵抗R₁と共に増幅器４の入力レベル
を変化するための抵抗回路として動作するよう構
成されている。

このように構成された回路では、トランジスタ
Q₆およびQ₇が、差動スイツチング回路として動
作し、定電流回路１１を流れる一定電流I₀は、ト
ランジスタQ₆またはQ₇のいずれかに集中して流
れる。すなわち、波器５の出力電圧が低いとき
には、トランジスタQ₇が導通し、波器５の出
力電圧が一定値（Ｖ_AGC）を越える、トランジス
タQ₆が導通して電流I₀はトランジスタQ₆に集中
して流れ、トランジスタQ₇のコレクタ電流はな
くなる。この一定値（Ｖ_AGC）は、この自動利得
制御回路７の制御レベルであつて、 Ｖ_AGC＝Ｖ_p（Ｒ_１０／Ｒ_９＋Ｒ_１０−Ｒ_１２／Ｒ_１１＋
Ｒ_１２）………(1) となる。

ここで、(1)式の電位Ｖ_pはダイオードD₂および
ゼナーダイオードD₃の直列回路による安定化電
圧であつて、ダイオードD₂とゼナーダイオード
D₃の温度特性はちようど反対符号となるため、
互いに打消しあつてほとんど温度変化の影響を受
けない。また、抵抗R₉〜R₁₂は同一種類の抵抗で
あつて、(1)式に示すようにその分母および分子に
それぞれ一次式として存在するので、温度の影響
は打ち消される。このように、制御レベラＶ_AGC
はほとんど温度の影響を受けない値となる。

また、上記説明で述べたように、自動制御回路
６の入力電圧によつて、トランジスタQ₆とQ₇が
差動的に動作して、トランジスタQ₆とQ₇のコレ
クタ電流の合計は、常に一定値I₀であるから、端
子Ｖ_ccを流れる電流はこの回路の動作によつて変
化しない。従つて、自動制御回路の開閉動作が他
回路に対してクリツク雑音妨害を与えるようなこ
とは起こらない。

次に、トランジスタQ₆に定電流I₀が流れると、
ダイオードD₁の電圧降下分がトランジスタQ₅の
ベース・エミツタ間に加わり、トランジスタQ₅
のコレクタ電流I₁が生じる。この電流I₁は、ダイ
オードD₁を流れる電流が一定値I₀であるため、ト
ランジスタQ₅のコレクタ電位が変化してもほぼ
一定になる。

トランジスタQ₅を流れる電流I₁は、コンデンサ
C₂を充電する。このコンデンサC₂の両端電圧の
変化に従つて、トランジスタQ₁のコレクタ・エ
ミツタ間の等価抵抗値が変化し、抵抗器R₁との
相互作用により、増幅器４の入力レベルが変化す
る。

この自動利得制御回路７の入力電圧がＶ_AGCよ
り下ると、トランジスタQ₅を流れる電流I₁は零に
なる。このとき、コンデンサC₂に充電された電
荷は、抵抗R₈を通じて放電される。従つて、こ
の回路では時定数回路の放電時定数T₂は、コン
デンサC₂と抵抗R₈の積で定まり、充電時定数T₁
は一定電流I₁を適当に設定することにより、放電
時定数T₂とは独立に定めることができる。すな
わち、コンデンサC₂の両端電圧Ｖ_Cが、トランジ
スタQ₁のベース・エミツタ間の導通電圧Ｖ_BEを
越えて上昇する場合にも、 T₁＞T₂ なる状態を容易に作り出すことができる。

これをグラフで説明すると第４図のようにな
る。第４図は横軸に電流I₁の持続時間、縦軸にコ
ンデンサの両端電圧Ｖ_Cをとつた図で、イは第２
図に示す従来例、ロは第３図に示す本発明の一実
施回路について示す。すなわち、従来例回路イで
は電圧Ｖ_CがV′_BEを越えると、Ｖ_Cの上昇が急に
鈍化し、これは抵抗R₂を小さくしても変わらな
い。一方本発明実施例回路ロでは、Ｖ_Cの上昇は
時間の経過にかかわらず一定であり、電流I₁ある
いは抵抗R₈の値に影響されない。

第５図に本発明の第２実施例として、半導体集
積回路により構成された自動利得制御回路を示
す。この回路は、二系統の電圧検出回路２１およ
び２２と、一個の直流電圧発生回路２３より成
る。Ｎ_INV′_INはそれぞれ別系統の入力であり、
Ｖ_OUTは自動利得制御電圧の出力である。Ｖ_pには
安定化電圧が与えられる。Ｅは接地端子である。
それぞれの電圧検出回路２１および２２には、差
動的に動作するトランジスタ対回路が備えられ、
この動作出力はトランジスタQ₁₁またはQ₁₂に得
られる。この動作出力はトランジスタQ₁₃のベー
ス回路で一個にまとめられ、トランジスタQ₁₄を
制御するよう構成されているトランジスタQ₁₄は
第３図に示す実施例のトランジスタQ₅に対応す
る。

以上説明したように、本発明によれば、 (1) 自動利得制御の制御レベルは温度の影響を受
けることなく、 (2) 他のアナログ回路にクリツク雑音妨害を与え
ることなく、 (3) 任意の充放電時定数の設定できる 自動利得制御回路が得られる。本発明の回路は各
トランジスタの直結回路により構成できるので、
半導体集積回路として好適であり、これを応用し
たパルス性雑音除去回路は、安価に高性能のもの
が得られる。本発明はこの他、プリスケーラ、位
相同期回路等に応用することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による自動利得制御回路が使用
されるパルス性雑音除去回路の構成図、第２図は
第１図の自動利得制御に使用される従来例回路の
構成図、第３図は本発明の一実施例を示す回路の
構成図、第４図はコンデンサの両端電圧Ｖ_Cの時
間経過を示す図であつて、イは従来例回路につい
て、ロは本発明実施例回路について示す。第５図
は本発明の第２実施例を示す回路の構成図であ
る。 １……入力、２……ゲート回路、３……出力、
４……増幅器、５……波器、６……トリガパル
ス発生器、７……自動利得制御回路、１１……定
電流回路、２１，２２……電圧検出回路、２３…
…制御電圧発生回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 可変インピーダンス素子を備え、該可変イン
   ピーダンス素子のインピーダンスによつて入力信
   号を増幅する利得が制御される利得可変増幅器
   と、該利得可変増幅器の出力を受ける高周波波
   器と、エミツタが共通に定電流源に接続されたト
   ランジスタ対からなり、一方のトランジスタのベ
   ースに前記高周波波器の出力が与えられた差動
   スイツチング回路と、電源電圧を分圧して前記一
   方のトランジスタのベースにバイアス電圧を与え
   る第１の抵抗分圧器と、前記電源電圧を分圧して
   前記トランジスタ対の他方のトランジスタのベー
   スに基準電圧を与える第２の抵抗分圧器と、前記
   一方のトランジスタのコレクタに電流流入端が接
   続されたカレントミラー回路と、該カレントミラ
   ー回路の出力電流を充放電する時定数回路と、該
   時定数回路に得られる電圧により前記可変インピ
   ーダンス素子のインピーダンスを調整し、もつて
   前記利得可変増幅器の利得を制御する手段と、前
   記高周波波器の出力に応じてパルスを作るパル
   ス発生器と、前記パルスの期間中前記入力信号が
   出力端子に生じるのを防止する手段とを有するこ
   とを特徴とする自動利得制御回路を備えた雑音除
   去回路。