JPS6239922A - デイジタル復調システム - Google Patents
デイジタル復調システムInfo
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- JPS6239922A JPS6239922A JP60178504A JP17850485A JPS6239922A JP S6239922 A JPS6239922 A JP S6239922A JP 60178504 A JP60178504 A JP 60178504A JP 17850485 A JP17850485 A JP 17850485A JP S6239922 A JPS6239922 A JP S6239922A
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- Japan
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- circuit
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- signals
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は復調器及びトランスバーサル等化器を含ムティ
ジタル復調システムに関し１等化能力の向上を計るもの
である。
ジタル復調システムに関し１等化能力の向上を計るもの
である。
〔従来の技術及び発明が解決しようとする問題点〕すで
に種々のマイクロ波ディジタル伝送方式が実用に入って
おり、最近では１６ ＱＡＭ方式にはじまる多値ディジ
タル変調方式の開発実用化が進められている。このよう
な多値ディジタル変調波式は高能率な情報伝送が可能で
はあるが、伝送系の各種歪に対して非常に弱くなり、伝
播路のフェージング対策は深刻なものとなる。この対策
としてトランス・ぐ−サル等化器が有効な手段として知
られていて現在では高能率伝送システムには常備されつ
つあるが、その等化特性に次のような不都合な点がある
。
に種々のマイクロ波ディジタル伝送方式が実用に入って
おり、最近では１６ ＱＡＭ方式にはじまる多値ディジ
タル変調方式の開発実用化が進められている。このよう
な多値ディジタル変調波式は高能率な情報伝送が可能で
はあるが、伝送系の各種歪に対して非常に弱くなり、伝
播路のフェージング対策は深刻なものとなる。この対策
としてトランス・ぐ−サル等化器が有効な手段として知
られていて現在では高能率伝送システムには常備されつ
つあるが、その等化特性に次のような不都合な点がある
。
即ち伝送歪（符号量干渉）が小さな状態から犬きくした
場合の第１の等化能力限界値と伝送歪が大きくてトラン
スバーサル等化器が動作不能状態から歪量を小さくして
いき動作状態に復帰する過程を経た第２の等化能力限界
値が等しいことが望ましいが、現状の特性では第２の等
化能力限界値が非常に小さい。このことは本来トランス
バーザル等化器が持つべき等化能力を十分に発揮してい
ないことを示している。
場合の第１の等化能力限界値と伝送歪が大きくてトラン
スバーサル等化器が動作不能状態から歪量を小さくして
いき動作状態に復帰する過程を経た第２の等化能力限界
値が等しいことが望ましいが、現状の特性では第２の等
化能力限界値が非常に小さい。このことは本来トランス
バーザル等化器が持つべき等化能力を十分に発揮してい
ないことを示している。
本発明は上記欠点を除き、第２の等化能力限界値を改善
したトランスバーサル等化器及び復調器を含むディジタ
ル復調システムを提供するもので。
したトランスバーサル等化器及び復調器を含むディジタ
ル復調システムを提供するもので。
その特徴は、復調器及びトランス・ぐ−サル等化器を含
み、ディジタル変調波を復調して復調信号を得た後、多
値識別して主データ信号を含む複数列のデータ出力を再
生するディジタル復調システムにおいて、前記復調信号
を２値識別して象限判別出力を得る象限判別手段と、前
記復調信号を一フジアン位相シフトして得られた位相シ
フト信号を２値識別して位置判別出力を得る位置判別手
段と。
み、ディジタル変調波を復調して復調信号を得た後、多
値識別して主データ信号を含む複数列のデータ出力を再
生するディジタル復調システムにおいて、前記復調信号
を２値識別して象限判別出力を得る象限判別手段と、前
記復調信号を一フジアン位相シフトして得られた位相シ
フト信号を２値識別して位置判別出力を得る位置判別手
段と。
前記位相シフト信号を多値識別するかあるいは前記デー
タ出力を論理演算して領域判別出力を得る領域判別手段
とを備えると共に、前記トランスバーサル等化器におけ
る虚数部の各タップの制御信号を前記象限判別出力、前
記位置判別出力及び前記領域判別出力の間で論理操作す
ることによって得る手段とを有する。
タ出力を論理演算して領域判別出力を得る領域判別手段
とを備えると共に、前記トランスバーサル等化器におけ
る虚数部の各タップの制御信号を前記象限判別出力、前
記位置判別出力及び前記領域判別出力の間で論理操作す
ることによって得る手段とを有する。
以下２図面を用いて本発明の詳細な説明する。
第１図（、）は本発明による６４値直交振幅変調波（以
下、 ６４ ＱＡＭ波と略称する。）に適用されるディ
ジタル復調システムの実施例、第１図（ｂ）は領域判別
回路の他の実施例である。図において、１はＩＦ帯トラ
ンスバーザル等化器ｒ ２Ｂは実数部重み付制御回路、
２□は虚数部重み付制御回路、３はトランスバーザルフ
ィルタ、４は復調器、５は識別部、６は直交検波器（Ｑ
ＡＭＤＥＴ） 、 ７ 、８は可変抵抗減衰器、９〜１
４はＡ／ｌ）変換器（Ａ／ｉ） Ｃ０ＮＶ） 。
下、 ６４ ＱＡＭ波と略称する。）に適用されるディ
ジタル復調システムの実施例、第１図（ｂ）は領域判別
回路の他の実施例である。図において、１はＩＦ帯トラ
ンスバーザル等化器ｒ ２Ｂは実数部重み付制御回路、
２□は虚数部重み付制御回路、３はトランスバーザルフ
ィルタ、４は復調器、５は識別部、６は直交検波器（Ｑ
ＡＭＤＥＴ） 、 ７ 、８は可変抵抗減衰器、９〜１
４はＡ／ｌ）変換器（Ａ／ｉ） Ｃ０ＮＶ） 。
１５ 、１．６はＡＧＣ回路（ＡＧＣ） 、 １７は減
算器。
算器。
１８は加算器、１９〜２３はＥＸ−ＯＲ回路、２４はＡ
ＮＤ回路、２５はＮＡＮＤ回路、２６はＤタイプフリッ
ゾフロップ、２７は選択回路、２８はＯＲ回路。
ＮＤ回路、２５はＮＡＮＤ回路、２６はＤタイプフリッ
ゾフロップ、２７は選択回路、２８はＯＲ回路。
２９は搬送波同期用論理回路、３０は非同期検出回路（
ＤＥＴ ） 、 ３１は低域ろ波器（ＬＰＦ ） 、
３２は電圧制御発振器（ＶＣＯ） 、 ３３はＲＯＭで
ある。
ＤＥＴ ） 、 ３１は低域ろ波器（ＬＰＦ ） 、
３２は電圧制御発振器（ＶＣＯ） 、 ３３はＲＯＭで
ある。
以下動作を説明する。
６４ ＱＡＭ波の入力信号は遅延回路と重み対回路から
構成されるトランスバーサルフィルタ３に入り、ここで
２重み付制御回路２Ｒｌ ２Ｉからの制御信号を受けて
、入力信号が有する符号量干渉が除去され、復調器４の
出力では符号量干渉のない出力信号が得られ名。
構成されるトランスバーサルフィルタ３に入り、ここで
２重み付制御回路２Ｒｌ ２Ｉからの制御信号を受けて
、入力信号が有する符号量干渉が除去され、復調器４の
出力では符号量干渉のない出力信号が得られ名。
実数部重み付制御回路２Ｒは、入力として象限判別信号
Ｄ１ｐ Ｔ Ｄｌｑ Ｔ誤差信号Ｅｐ、Ｅ、の各信号を
受けて、Ｒ土１＋Ｒ±２なる重み付制御信号を出力する
が、従来用いられている回路で構成される。
Ｄ１ｐ Ｔ Ｄｌｑ Ｔ誤差信号Ｅｐ、Ｅ、の各信号を
受けて、Ｒ土１＋Ｒ±２なる重み付制御信号を出力する
が、従来用いられている回路で構成される。
虚数部重み付制御回路２゜ば１本発明の特徴とするとこ
ろであシ２本実施例では、象限判別信号Ｄ１ｐ、 Ｄ１
９．位置判別信号Ｓ４．領域判別信号Ｓ２．誤差信号Ｅ
、Ｅ を受けて、■±１＋’ｌオ、なる重み付
ｑ 制御信号を送出する。詳細については後述する。
ろであシ２本実施例では、象限判別信号Ｄ１ｐ、 Ｄ１
９．位置判別信号Ｓ４．領域判別信号Ｓ２．誤差信号Ｅ
、Ｅ を受けて、■±１＋’ｌオ、なる重み付
ｑ 制御信号を送出する。詳細については後述する。
ＩＦ帯トランスバーサル等化器１の出力は、復調器４に
入り、直交検波器６にて基準搬送波（’ ＣＡＲＲ）と
乗算されることによって、Ｐ、Ｑなる復調信号に変換さ
れる。可変抵抗減衰器７，８はΦ変換器９，１０の入力
レベルが最適になるように制御信号てよって制御される
。その制御信号はＡＧＣ回路１５．１６で得られる。Ａ
／ｂ変換器９゜１０は４ピツトで構成されており、その
出力はＭＳＢから３ピット即ちＤｌｐ−Ｄ３ｐ及びＤｌ
、〜Ｄ３．。
入り、直交検波器６にて基準搬送波（’ ＣＡＲＲ）と
乗算されることによって、Ｐ、Ｑなる復調信号に変換さ
れる。可変抵抗減衰器７，８はΦ変換器９，１０の入力
レベルが最適になるように制御信号てよって制御される
。その制御信号はＡＧＣ回路１５．１６で得られる。Ａ
／ｂ変換器９゜１０は４ピツトで構成されており、その
出力はＭＳＢから３ピット即ちＤｌｐ−Ｄ３ｐ及びＤｌ
、〜Ｄ３．。
が主データ信号、Ｄ４ｐ（Ｅ、）、Ｄ４．（Ｅ９）が誤
差信号としてそれぞれ送出される。
差信号としてそれぞれ送出される。
次に虚数部重み付制御回路２□の入力信号として使われ
る位置判別信号Ｓ 、領域判別信号Ｓ２について、第２
図（、）を用いて説明する。
る位置判別信号Ｓ 、領域判別信号Ｓ２について、第２
図（、）を用いて説明する。
第２図（、）は６４ ＱＡＭ波の信号配置図であり。
Ｐ 、Ｑ 軸は象限判別軸を表わしている。
虚数部重み付制御信号は各信号点の位相回転誤差情報か
ら作成され、各信号点に位相回転を与えるものであり、
搬送波同期回路の制御信号にも使われる位相誤差信号と
基本的には同じものである。
ら作成され、各信号点に位相回転を与えるものであり、
搬送波同期回路の制御信号にも使われる位相誤差信号と
基本的には同じものである。
又、ここでいう位置判別信号Ｓ１は搬送波同期回路てお
ける位相誤差信号と等価なものである。
ける位相誤差信号と等価なものである。
（但し、Ｓ、は象限判別信号Ｄ１．Ｄ１９との相関をと
る前の信号であり、Ｄ 、Ｄ との相関をとる１ｐ
Ｉｑ 演算は虚数部重み対制御回路２□にて行われている。）
帥変換器１１〜１４．減算器１７．加算器１８ 、 Ｅ
Ｘ−ＯＲ回路１９〜２１で構成される回路はよく知うれ
た４ ＰＳＫ波用のデジタルコスタス形位相同期回路で
あり２例えば昭和５２年度電子通信学会総合全国大会で
発表されたＡ １８４．５ ｒベースバンド処理形搬送
波同期回路を用いた４ ＰＳＫ復調盤」にも記載されて
いる。
る前の信号であり、Ｄ 、Ｄ との相関をとる１ｐ
Ｉｑ 演算は虚数部重み対制御回路２□にて行われている。）
帥変換器１１〜１４．減算器１７．加算器１８ 、 Ｅ
Ｘ−ＯＲ回路１９〜２１で構成される回路はよく知うれ
た４ ＰＳＫ波用のデジタルコスタス形位相同期回路で
あり２例えば昭和５２年度電子通信学会総合全国大会で
発表されたＡ １８４．５ ｒベースバンド処理形搬送
波同期回路を用いた４ ＰＳＫ復調盤」にも記載されて
いる。
即ち、減算器１７．加算器１８は復調信号Ｐ。
Ｑをそれぞれ１フジアン移相するものであり、それぞれ
のＬｌをＥＸ−ＯＲ回路２０でＥＸ−ＯＲ操作すること
によって位置判別信号Ｓ１が得られる。更に。
のＬｌをＥＸ−ＯＲ回路２０でＥＸ−ＯＲ操作すること
によって位置判別信号Ｓ１が得られる。更に。
ＥＸ−ＯＲ回路２０の出力とＥＸ−ＯＲ回路１９の出力
とをＥＸ−ＯＲ回路２１でＥＸ−ＯＲ操作すれば、 Ｅ
Ｘ−ＯＲ回路２１の出力は４． ＰＳＫ波用位相誤差信
号となる。
とをＥＸ−ＯＲ回路２１でＥＸ−ＯＲ操作すれば、 Ｅ
Ｘ−ＯＲ回路２１の出力は４． ＰＳＫ波用位相誤差信
号となる。
ここで、 ＥＸ−ＯＲ回路２１から得られる位相誤差信
号は、第２図（、）において４ ＰＳＫ波と等価にみな
せる信号、即ちＰ軸、Ｑ軸から−フジアンシフトしたＰ
１軸ｒＱ１軸上の信号点から得られている。その時、各
信号点の振幅値には無関係となっており。
号は、第２図（、）において４ ＰＳＫ波と等価にみな
せる信号、即ちＰ軸、Ｑ軸から−フジアンシフトしたＰ
１軸ｒＱ１軸上の信号点から得られている。その時、各
信号点の振幅値には無関係となっており。
Ｐｌ、Ｑ１軸上を移動したとしても誤まった位相誤差情
報は作らずｒ Ｐｌ ＋ Ｑ１軸から離れた時のみ正し
い位相誤差情報となる。
報は作らずｒ Ｐｌ ＋ Ｑ１軸から離れた時のみ正し
い位相誤差情報となる。
このことは次のことを意味する。入力信号が同相干渉及
び直交干渉を同時に受けていた時、従来ＣＤ Ｉ−ラン
スパーサル等化器においては虚数部制御信号、実数部制
御信号が相互に影響し合い順次収束する過程を経るので
収束速度が遅く且つ干渉量が多い時には収束不能となる
ことがあるのに対して９本発明による虚数部制御信号は
同相干渉及び入力レベル変動の影響を受けず独自に収束
することができるので、収束速度が速くなり、且つ収束
不能となる干渉量を増すことができる効果がある。
び直交干渉を同時に受けていた時、従来ＣＤ Ｉ−ラン
スパーサル等化器においては虚数部制御信号、実数部制
御信号が相互に影響し合い順次収束する過程を経るので
収束速度が遅く且つ干渉量が多い時には収束不能となる
ことがあるのに対して９本発明による虚数部制御信号は
同相干渉及び入力レベル変動の影響を受けず独自に収束
することができるので、収束速度が速くなり、且つ収束
不能となる干渉量を増すことができる効果がある。
次て領域判別信号Ｓ２信号について説明する。′介入力
信号は６４ ＱＡＭ波であり＋ Ｐｌ ｒ Ｑ１軸上の
信号点の他に多数存在し、これら信号点はＰｌ、Ｑ１軸
からはなれてお）、これらから正しい位相誤差情報がと
シ出せないばがシか逆にジッタを受けることになる。
信号は６４ ＱＡＭ波であり＋ Ｐｌ ｒ Ｑ１軸上の
信号点の他に多数存在し、これら信号点はＰｌ、Ｑ１軸
からはなれてお）、これらから正しい位相誤差情報がと
シ出せないばがシか逆にジッタを受けることになる。
よってＰｌｒ ＱＨ軸付近に領域を設けて、信号点がこ
の領域に入った時のみＥＸ−ＯＲ回路２１の出力を用い
る構成をとる。Φ変換器１３．４４のＬ２出力のスレシ
ョールドレベルは、第２図（ａ）における±ｔに設定さ
れておシ、 ＥＸ−ＯＲ回路２２ 、２３の出力は各信
号点が領域ａ、以外の時 ＩＩ Ｑ ＩＩとなる。
の領域に入った時のみＥＸ−ＯＲ回路２１の出力を用い
る構成をとる。Φ変換器１３．４４のＬ２出力のスレシ
ョールドレベルは、第２図（ａ）における±ｔに設定さ
れておシ、 ＥＸ−ＯＲ回路２２ 、２３の出力は各信
号点が領域ａ、以外の時 ＩＩ Ｑ ＩＩとなる。
よって領域判別信号Ｓ２は各信号点が領域ａ１内に入っ
た時ｔ＋ １７１となる。
た時ｔ＋ １７１となる。
領域判別信号Ｓ２は虚数部重み対制御回路２．に入力さ
れ１位相誤差信号はＰｌ ｒ Ｑ１軸付近の信号点よシ
とシ出されるので、ジッタ成分の少ない制御信号を作成
することができる。スレショールドレベル±ｔの設定値
は小さくする程、ジッタ成分が少なくなるが２位置判別
信号ｓ１を搬送波同期回路用位相誤差信号に共用する場
合には、引込位相が第２図（ａ）に示される状態でなく
、この状態からある位相回転をもった位置で安定するい
わゆる擬似引込現象が生ずるので、結局、ｔの値はＰ、
。
れ１位相誤差信号はＰｌ ｒ Ｑ１軸付近の信号点よシ
とシ出されるので、ジッタ成分の少ない制御信号を作成
することができる。スレショールドレベル±ｔの設定値
は小さくする程、ジッタ成分が少なくなるが２位置判別
信号ｓ１を搬送波同期回路用位相誤差信号に共用する場
合には、引込位相が第２図（ａ）に示される状態でなく
、この状態からある位相回転をもった位置で安定するい
わゆる擬似引込現象が生ずるので、結局、ｔの値はＰ、
。
Ｑ１軸上の信号点の他が含まれない最大に設定するのが
望ましいと言える。領域判別信号Ｓ２は第１図（、）以
外の方法でも作成できる。
望ましいと言える。領域判別信号Ｓ２は第１図（、）以
外の方法でも作成できる。
第１図（ｂ）は領域判別回路の他の実施例である。
第２図ω）だおいて領域ａ２に信号点が入った時ＲＯＭ
３３出力にパ１″′を送出させるようにＲＯＭに書込め
ば良い。又、 Ａ／１）変換器１１．１２の出力は。
３３出力にパ１″′を送出させるようにＲＯＭに書込め
ば良い。又、 Ａ／１）変換器１１．１２の出力は。
帥変換器９，１０の出力のうちり４．Ｄ、９と同じもの
なので、 ＥＸ−ＯＲ回路１９の入力としてめ変換器９
’、 １０の出力のり、、Ｄｌ、を用いても良い。
なので、 ＥＸ−ＯＲ回路１９の入力としてめ変換器９
’、 １０の出力のり、、Ｄｌ、を用いても良い。
第３図は虚数部重み対制御回路２□の実施例であり、象
限判別信号Ｄ１ｐ、Ｄ１．と誤差信号Ｅ、 、 Ｅ。
限判別信号Ｄ１ｐ、Ｄ１．と誤差信号Ｅ、 、 Ｅ。
を受けて■±ｌ、■±、、、 、 、、１１なる重み付
制御信号を送出する従来から用いられている虚数部重み
対制御回路２、″と、象限判別信号Ｄ１．Ｄ１９．位置
判別信号Ｓ１．領域判別信号Ｓ２を受けて■±２′、■
±１′。
制御信号を送出する従来から用いられている虚数部重み
対制御回路２、″と、象限判別信号Ｄ１．Ｄ１９．位置
判別信号Ｓ１．領域判別信号Ｓ２を受けて■±２′、■
±１′。
ｒ、ｏ／なる重み伺制御信号を送出する本発明眞係る虚
数部重み対制御回路２□′と、虚数部重み対制御回路２
□′と２工′の出力のどちらかを選択するための選択回
路５７とから構成されている。虚数部重み対制御回路２
□′は、遅延回路３４〜４４ 、 ＥＸ−ＯＲ回路４５
〜５０ 、 ＡＮＤ回路５１及びＤタイプフリップフロ
ップ５２〜５６から構成されている。次に。
数部重み対制御回路２□′と、虚数部重み対制御回路２
□′と２工′の出力のどちらかを選択するための選択回
路５７とから構成されている。虚数部重み対制御回路２
□′は、遅延回路３４〜４４ 、 ＥＸ−ＯＲ回路４５
〜５０ 、 ＡＮＤ回路５１及びＤタイプフリップフロ
ップ５２〜５６から構成されている。次に。
本発明に係る虚数部重み対制御回路２１′の動作につい
て説明する。
て説明する。
ＥＸ−ＯＲ回路４５の出力は象限判別信号となシ。
遅延回路３４〜３８で１タイムスロツトずっ遅延されて
いる。位置判別信号Ｓ１．領域判別信号ｓ２は、共にセ
ンタータッグに相当する３タイムスロツト遅延されてお
ｐ 、 Ｅ３とＤ１〜Ｄ５の信号１ＥＸ−ＯＲ回路４６
〜５０でＥＸ−ＯＲ操作すれば、各タップの位相誤差信
号を得ることができる。ＥＸ−ＯＲ回路４６〜５０の出
力は全信号点がらの情報を受けており、ジッタ成分を含
んでいるので、 ＥＸ−ＯＲ回路４６〜５０出力をＤタ
イプフリップフロップ５２〜５６において５２０ＵＴ信
号で読み出せば、第２図（ａ）の領域ａ、に入った信号
点からのみ位相誤差信号をとり出すことができジッタ成
分を少なくすることができる。
いる。位置判別信号Ｓ１．領域判別信号ｓ２は、共にセ
ンタータッグに相当する３タイムスロツト遅延されてお
ｐ 、 Ｅ３とＤ１〜Ｄ５の信号１ＥＸ−ＯＲ回路４６
〜５０でＥＸ−ＯＲ操作すれば、各タップの位相誤差信
号を得ることができる。ＥＸ−ＯＲ回路４６〜５０の出
力は全信号点がらの情報を受けており、ジッタ成分を含
んでいるので、 ＥＸ−ＯＲ回路４６〜５０出力をＤタ
イプフリップフロップ５２〜５６において５２０ＵＴ信
号で読み出せば、第２図（ａ）の領域ａ、に入った信号
点からのみ位相誤差信号をとり出すことができジッタ成
分を少なくすることができる。
ここで、Ｄタイプフリップフロップ５２〜５６の出力で
ある重み付制、御信号、■±１′、■土、／ 、 ■、
／は入力レベルに依存しない利点を有しているが、入力
変調波の信号のうちの１部から位相誤差信号を検出して
いるため、全信号点からそれを検出している従来構成の
虚数部重み対制御回路２Ｔ″による重み付制御信号工±
１．■±２″、■ｏ′に比して若干ジッタが増す。
ある重み付制、御信号、■±１′、■土、／ 、 ■、
／は入力レベルに依存しない利点を有しているが、入力
変調波の信号のうちの１部から位相誤差信号を検出して
いるため、全信号点からそれを検出している従来構成の
虚数部重み対制御回路２Ｔ″による重み付制御信号工±
１．■±２″、■ｏ′に比して若干ジッタが増す。
よって２本ディジタル復調システムが動作過渡期の時、
即ち、トランスバーサル等化器］、 、 ＡＧＣ回路］
、 ５ 、１６ 、搬送波同期回路が正常に動作してい
ない時のみ重み付制御信号■±１′、■±２′、■ｏ′
を用い、正常動作時、即ちＡ／１）変換器９，１００入
力端子に正常な信号が入力された時には選択回路５７で
従来の重み付制御信号■土／／ 、 ■±２′、■。′
を用いた方が得策であり、これは多値数が増す程効果を
発揮する。但し、この選択回路５７は本発明の不可欠な
要素ではない。
即ち、トランスバーサル等化器］、 、 ＡＧＣ回路］
、 ５ 、１６ 、搬送波同期回路が正常に動作してい
ない時のみ重み付制御信号■±１′、■±２′、■ｏ′
を用い、正常動作時、即ちＡ／１）変換器９，１００入
力端子に正常な信号が入力された時には選択回路５７で
従来の重み付制御信号■土／／ 、 ■±２′、■。′
を用いた方が得策であり、これは多値数が増す程効果を
発揮する。但し、この選択回路５７は本発明の不可欠な
要素ではない。
第３図における選択回路５７は、従来回路２ 、／Ｌに
よる重み付制御信号■、： 、 ｒ±１／Ｌ 、 ■／
／に本発明に係る回路２□′による重み付制御信号■±
２′、■±１′工′から切替えるもので、制御信号Ｃ０
ＮＴは本ディジタル復調システムが安定動作状態である
ことを示す信号であり、第１図（ａ）に示されているよ
うに。
よる重み付制御信号■、： 、 ｒ±１／Ｌ 、 ■／
／に本発明に係る回路２□′による重み付制御信号■±
２′、■±１′工′から切替えるもので、制御信号Ｃ０
ＮＴは本ディジタル復調システムが安定動作状態である
ことを示す信号であり、第１図（ａ）に示されているよ
うに。
ＡＧＣ回路１５ 、１．６及び非同期検出回路３０にお
ける警報信号ＡＬＭが消失した時安定動作状態を示す０ 第１図（、）における搬送波同期回路の構成は、第３図
ておけるセンタータップ回路と全く同一であり２選択回
路２７の出力は選択回路５７の出力の■信号と切替機能
を含めて全く同一である。よつて２本発明による位相誤
差信号を搬送波同期回路に用いる場合には、第１図（ａ
）の如く選択回路２７の出力あるいは第３図における選
択回路５７の出力Ｉ。を、低域ろ波器３１を介して電圧
制御発振器３２に入力すれば、搬送波同期ループが形成
される。前述した非同期検出回路３０は、ループが非□
Ｃ１３） 同期状態であることを検出するもので、ループのインピ
ーダンス変化を検出する手段がよく知られている。尚、
搬送波同期用論理回路２９の動作は。
ける警報信号ＡＬＭが消失した時安定動作状態を示す０ 第１図（、）における搬送波同期回路の構成は、第３図
ておけるセンタータップ回路と全く同一であり２選択回
路２７の出力は選択回路５７の出力の■信号と切替機能
を含めて全く同一である。よつて２本発明による位相誤
差信号を搬送波同期回路に用いる場合には、第１図（ａ
）の如く選択回路２７の出力あるいは第３図における選
択回路５７の出力Ｉ。を、低域ろ波器３１を介して電圧
制御発振器３２に入力すれば、搬送波同期ループが形成
される。前述した非同期検出回路３０は、ループが非□
Ｃ１３） 同期状態であることを検出するもので、ループのインピ
ーダンス変化を検出する手段がよく知られている。尚、
搬送波同期用論理回路２９の動作は。
例えば２本発明者等の１人が特開昭５７−１３１１５１
号公報で提案した「搬送波再生回路」に詳述されている
ので、ここでは省略する。
号公報で提案した「搬送波再生回路」に詳述されている
ので、ここでは省略する。
第４図（ａ）はＡＧＣ回路１５．１６の具体例で、第４
図（ｂ）は動作説明図であシ、５８は論理回路（ＬＯＧ
ＩＣ） 、 ５９はフリップフロツノ、６０は検出回路
（ＤＥＴ ）である。論理回路５８の出力Ｓは第４図（
ｂ）における領域Ｃ８に信号点が入ったとき減衰器７，
８の制御信号となる。ここで、 ＡＧＣ回路が正常に動
作していない時、即ち信号点が領域ＣあるいはＣ１のど
ちらか一方にのみ入シ込んでいる時にはフリラフ０フ０
ツ７’５９の出力はＤＣレベルとなる。又、正常時には
マーク率上のデータ信号となる。よってこの両者の差を
検出回路６０にて検出して、異常時に警報信号ＡＬＭを
送出するような構成となっている。
図（ｂ）は動作説明図であシ、５８は論理回路（ＬＯＧ
ＩＣ） 、 ５９はフリップフロツノ、６０は検出回路
（ＤＥＴ ）である。論理回路５８の出力Ｓは第４図（
ｂ）における領域Ｃ８に信号点が入ったとき減衰器７，
８の制御信号となる。ここで、 ＡＧＣ回路が正常に動
作していない時、即ち信号点が領域ＣあるいはＣ１のど
ちらか一方にのみ入シ込んでいる時にはフリラフ０フ０
ツ７’５９の出力はＤＣレベルとなる。又、正常時には
マーク率上のデータ信号となる。よってこの両者の差を
検出回路６０にて検出して、異常時に警報信号ＡＬＭを
送出するような構成となっている。
第３図て説明を戻すと８重み付制御信号■±２′。
■±／ 、 ｒ 、７ は入力レベルに依存せず成立す
るが。
るが。
重み付制御信号工±２″、■±１／／ 、 ■：は入力
レベルに依存するため１両者を切替える際には第１図（
ａ） ＫおけるＡＧＣ回路が正常に動作しているか否か
を確認することが不可欠であシ、そのため１選択回路５
７の制御信号Ｃ０ＮＴ Ｋ ＡＧＣ回路］、 ５ 、−
１．６の警報信号ＡＬＭを用いている。尚選択回路５７
の制御信号Ｃ０ＮＴには前述の他に符号誤り率特性から
の情報を用いることもできる。
レベルに依存するため１両者を切替える際には第１図（
ａ） ＫおけるＡＧＣ回路が正常に動作しているか否か
を確認することが不可欠であシ、そのため１選択回路５
７の制御信号Ｃ０ＮＴ Ｋ ＡＧＣ回路］、 ５ 、−
１．６の警報信号ＡＬＭを用いている。尚選択回路５７
の制御信号Ｃ０ＮＴには前述の他に符号誤り率特性から
の情報を用いることもできる。
！５図ｉｄベースバンド帯のトランスバーサル等化器を
用いた実施例であシ、６１はベースバンド帯のトランス
バーサル等化器、６２はトランスバーサルフィルタ、６
３は実数部重み付制御回路。
用いた実施例であシ、６１はベースバンド帯のトランス
バーサル等化器、６２はトランスバーサルフィルタ、６
３は実数部重み付制御回路。
６４は虚数部重み付制御回路である。本実施例の特徴は
虚数部重み付制御回路６４如あシ、その他は従来回路あ
るいは第１図（、）で説明したものである。
虚数部重み付制御回路６４如あシ、その他は従来回路あ
るいは第１図（、）で説明したものである。
第６図は虚数部重み付制御回路６４の具体例であり、６
４“は従来から用いられている虚数部重み付制御回路、
６５〜８２は遅延回路、８３〜９４はＥＸ−ＯＲ回路、
９５はＡＮＤ回路、９６〜１０５はＤタイプフリップフ
ロツノ、 １−０６ 、１．０７は選択回路である。第
３図との相異は制御信号が、Ｐ。
４“は従来から用いられている虚数部重み付制御回路、
６５〜８２は遅延回路、８３〜９４はＥＸ−ＯＲ回路、
９５はＡＮＤ回路、９６〜１０５はＤタイプフリップフ
ロツノ、 １−０６ 、１．０７は選択回路である。第
３図との相異は制御信号が、Ｐ。
Ｑチャンネル独立に作成されているところのみである。
以上第１図（ａ）及び第５図を用いて本発明を６４ＱＡ
Ｍシステムに適用した場合について説明したが。
Ｍシステムに適用した場合について説明したが。
本発明はとれて限定されるものではな（４ＱＡＭ（４Ｐ
ＳＫ ）以上の多値直交振幅変調システムに適用可能で
ある。
ＳＫ ）以上の多値直交振幅変調システムに適用可能で
ある。
３３の記憶容量の変更のみで良い。又第１図（、）にお
いては５タツプのトランスバーサル等化器について説明
したがこれに限られるものではなく、他のタップ数のも
のＫも適用可能である。
いては５タツプのトランスバーサル等化器について説明
したがこれに限られるものではなく、他のタップ数のも
のＫも適用可能である。
このように本発明によれば伝送系に同相干渉歪が存在し
ても、それに影響されず独立に収束をする虚数部制御回
路が実現できるので、収束速度が速く、且つ、復帰する
過程を経た等化能力限界値を改善できるディジタル復調
システムを提供することができる。
ても、それに影響されず独立に収束をする虚数部制御回
路が実現できるので、収束速度が速く、且つ、復帰する
過程を経た等化能力限界値を改善できるディジタル復調
システムを提供することができる。
第１図（ａ）は本発明による６ ４ ＱＡＭ波に適用さ
れるディジタル復調システムの実施例、第１図（ｂ）は
領域判定回路の他の実施例、第２図（ａ）は６４ ＱＡ
Ｍ波の信号配置、第２図（ｂ）は第１図（ｂ）の動作説
明図。 第３図は虚数部制御回路の実施例、第４図（、）はＡＧ
Ｃ回路の具体例、第４図（ｂ）は第４図（ａ）の動作説
明図、第５図はベースバンド帯のトランスバーサル等化
器を用いた実施例、第６図は虚数部重み付制御回路の具
体例である。 １はＩＦ帯トランスバーサル等化器、２Ｒ，６３は実数
部重み付制御回路、２，１６４は虚数部重み付制御回路
、３はトランスバーサルフィルタ、４は復調器、５は識
別部、６は直交検波器、７〜８は可変抵抗減衰器、９〜
１４は帥変換器、１５〜１６はＡＧＣ回路、１７は減算
器、１８は加算器。 １９〜２３．４５〜５０．８３〜９４はＥＸ−ＯＲ回路
、 ２４． 、５１ 、９５はＡＮＤ回路、２５はＮＡ
ＮＤＡＮＤ回路 、５２〜５６．９６〜１０５はＤタイ
プフリップフロップ、２７．５７．１０６〜１０７は選
択回路、２８はＯＲ回路、２９は搬送波同期用論理回路
、３０は非同期検出回路、３１は低域ろ波器、３２は電
圧制御発振器、３３はＲＯＭ 。 ３４〜４４．６５〜８２は遅延回路、５８は論理回路＋
５９はフリップフロップ、６０は検出回路。 ６１はベースバンド帯トランスバー サル等化器。
れるディジタル復調システムの実施例、第１図（ｂ）は
領域判定回路の他の実施例、第２図（ａ）は６４ ＱＡ
Ｍ波の信号配置、第２図（ｂ）は第１図（ｂ）の動作説
明図。 第３図は虚数部制御回路の実施例、第４図（、）はＡＧ
Ｃ回路の具体例、第４図（ｂ）は第４図（ａ）の動作説
明図、第５図はベースバンド帯のトランスバーサル等化
器を用いた実施例、第６図は虚数部重み付制御回路の具
体例である。 １はＩＦ帯トランスバーサル等化器、２Ｒ，６３は実数
部重み付制御回路、２，１６４は虚数部重み付制御回路
、３はトランスバーサルフィルタ、４は復調器、５は識
別部、６は直交検波器、７〜８は可変抵抗減衰器、９〜
１４は帥変換器、１５〜１６はＡＧＣ回路、１７は減算
器、１８は加算器。 １９〜２３．４５〜５０．８３〜９４はＥＸ−ＯＲ回路
、 ２４． 、５１ 、９５はＡＮＤ回路、２５はＮＡ
ＮＤＡＮＤ回路 、５２〜５６．９６〜１０５はＤタイ
プフリップフロップ、２７．５７．１０６〜１０７は選
択回路、２８はＯＲ回路、２９は搬送波同期用論理回路
、３０は非同期検出回路、３１は低域ろ波器、３２は電
圧制御発振器、３３はＲＯＭ 。 ３４〜４４．６５〜８２は遅延回路、５８は論理回路＋
５９はフリップフロップ、６０は検出回路。 ６１はベースバンド帯トランスバー サル等化器。
Claims (1)
- １、復調器及びトランスバーサル等化器を含み、ディジ
タル変調波を復調して復調信号を得た後、多値識別して
主データ信号を含む複数列のデータ出力を再生するディ
ジタル復調システムにおいて、前記復調信号を２値識別
して象限判別出力を得る象限判別手段と、前記復調信号
をπ／４ラジアン位相シフトして得られた位相シフト信
号を２値識別して位置判別出力を得る位置判別手段と、
前記位相シフト信号を多値識別するかあるいは前記デー
タ出力を論理演算して領域判別出力を得る領域判別手段
とを備えると共に、前記トランスバーサル等化器におけ
る虚数部の各タップの制御信号を前記象限判別出力、前
記位置判別出力及び前記領域判別出力の間で論理操作す
ることによって得る手段とを有することを特徴とするデ
ィジタル復調システム。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60178504A JPH0740679B2 (ja) | 1985-08-15 | 1985-08-15 | デイジタル復調システム |
| DE8686111275T DE3687249T2 (de) | 1985-08-15 | 1986-08-14 | Zur synchronisationsherstellung in einem uebergangszustand geeignetes demodulationssystem. |
| EP86111275A EP0212582B1 (en) | 1985-08-15 | 1986-08-14 | Demodulation system capable of establishing synchronization in a transient state |
| AU61198/86A AU584555B2 (en) | 1985-08-15 | 1986-08-15 | Demodulation system capable of establishing synchronization in a transient state |
| CA000516027A CA1262266A (en) | 1985-08-15 | 1986-08-15 | Demodulation system capable of establishing synchronization in a transient state |
| US06/896,985 US4757266A (en) | 1985-08-15 | 1986-08-15 | Demodulation system capable of establishing synchronization in a transient state |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60178504A JPH0740679B2 (ja) | 1985-08-15 | 1985-08-15 | デイジタル復調システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6239922A true JPS6239922A (ja) | 1987-02-20 |
| JPH0740679B2 JPH0740679B2 (ja) | 1995-05-01 |
Family
ID=16049618
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60178504A Expired - Lifetime JPH0740679B2 (ja) | 1985-08-15 | 1985-08-15 | デイジタル復調システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0740679B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01117450A (ja) * | 1987-10-30 | 1989-05-10 | Nec Corp | 有効領域判定信号検出回路 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57109434A (en) * | 1980-12-26 | 1982-07-07 | Nec Corp | Automatic equalizer |
-
1985
- 1985-08-15 JP JP60178504A patent/JPH0740679B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57109434A (en) * | 1980-12-26 | 1982-07-07 | Nec Corp | Automatic equalizer |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01117450A (ja) * | 1987-10-30 | 1989-05-10 | Nec Corp | 有効領域判定信号検出回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0740679B2 (ja) | 1995-05-01 |
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