JPS6239923A - 復調システム - Google Patents
復調システムInfo
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- JPS6239923A JPS6239923A JP60178502A JP17850285A JPS6239923A JP S6239923 A JPS6239923 A JP S6239923A JP 60178502 A JP60178502 A JP 60178502A JP 17850285 A JP17850285 A JP 17850285A JP S6239923 A JPS6239923 A JP S6239923A
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 7
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 230000005856 abnormality Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
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- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
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Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は復調及びトランスバーサル等化器を含む復調シ
ステムに関し、特に９等化能力のすぐれた復調システム
に関する。
ステムに関し、特に９等化能力のすぐれた復調システム
に関する。
すでに種々のマイクロ波ディジタル伝送方式が実用に入
っており、最近では１６ＱＡＭ方式にはじまる多値ディ
ジタル変調方式の開発実用化が進められている。このよ
うな多値ディジタル変調方式は高能率な情報伝送が可能
ではあるが。
っており、最近では１６ＱＡＭ方式にはじまる多値ディ
ジタル変調方式の開発実用化が進められている。このよ
うな多値ディジタル変調方式は高能率な情報伝送が可能
ではあるが。
伝送系の各種歪に対して非常に弱く、従って。
伝播路のフェージング対策は深刻なものとなる。
このフェージング対策としてトランスバーサル等化器が
有効な手段として知られており、現在では高能率伝送シ
ステムには常備されつつある。
有効な手段として知られており、現在では高能率伝送シ
ステムには常備されつつある。
ところで、トランスバーザル等化器においては、伝送歪
（符号量干渉）が小さい状態から大きくした場合の等価
能力限界値（第１の等化能力限界値）と伝送歪が太きく
、トランスバーサル等化器が動作不能状態から、歪量を
小さくして動作状態に復帰する過程を経た等化能力限界
値（第２の等化能力限界値）とが等しいことが望ましい
。ところが、現状ではトランスバーサル等化器の等何時
性は後者の等化能力限界値（第２の等化能力限界値）が
極めて小さく、トランスバーサル等化器の本来の等化能
力を十分に発揮していないという問題点がある。即ち。
（符号量干渉）が小さい状態から大きくした場合の等価
能力限界値（第１の等化能力限界値）と伝送歪が太きく
、トランスバーサル等化器が動作不能状態から、歪量を
小さくして動作状態に復帰する過程を経た等化能力限界
値（第２の等化能力限界値）とが等しいことが望ましい
。ところが、現状ではトランスバーサル等化器の等何時
性は後者の等化能力限界値（第２の等化能力限界値）が
極めて小さく、トランスバーサル等化器の本来の等化能
力を十分に発揮していないという問題点がある。即ち。
第２の等価能力限界値が極めて小さいという問題点があ
る。
る。
本発明の目的はトランスバーサル等化器の第２の等化能
力限界値が改善されたトランスバーサル等化器及び復調
器を備えた復調システムを提供することにある。
力限界値が改善されたトランスバーサル等化器及び復調
器を備えた復調システムを提供することにある。
本発明は復調器及びトランスバーサル等化器を含み多値
ディジタル変調波を復調して主データ信号を含む複数列
のデータ信号を再生する復調システムにおいて、前記デ
ータ信号を論理演算し、前記多値ディジタル変調波が象
限判定軸と、該象限判定軸と÷ラジアンの位相関係を有
する２つの位置判別軸とで分割される領域のいずれに位
置するかを判別する位置判別出力と前記位置判別軸付近
の領域を判別する領域判別出力とを得る論理演算手段を
備え、前記トランスバーサル等化器器における虚数部の
各タップの制御信号を前記論理演算手段出力と前記デー
タ信号とを論理操作することによって得るようにしたこ
とを特徴とする復調システムである。
ディジタル変調波を復調して主データ信号を含む複数列
のデータ信号を再生する復調システムにおいて、前記デ
ータ信号を論理演算し、前記多値ディジタル変調波が象
限判定軸と、該象限判定軸と÷ラジアンの位相関係を有
する２つの位置判別軸とで分割される領域のいずれに位
置するかを判別する位置判別出力と前記位置判別軸付近
の領域を判別する領域判別出力とを得る論理演算手段を
備え、前記トランスバーサル等化器器における虚数部の
各タップの制御信号を前記論理演算手段出力と前記デー
タ信号とを論理操作することによって得るようにしたこ
とを特徴とする復調システムである。
以下本発明について実施例によって説明する。
第１図は６４ＱＡＭ変調波に適用される本発明の復調シ
ステムの一実施例である。
ステムの一実施例である。
第１図を参照して９本発明による復調システムは工Ｆ帯
トランスパーサル等化器１及び復調器５を備えている。
トランスパーサル等化器１及び復調器５を備えている。
工Ｆ帯トランスバーサル等化器１は実数部重み付制御回
路２．虚数部重み付制御回路３及びトランスパーサルフ
ィルタ４より構成されている。一方、復調器５は認識部
６及び直交検波器（ＱＡＭＤＥＴ）７を備えており。
路２．虚数部重み付制御回路３及びトランスパーサルフ
ィルタ４より構成されている。一方、復調器５は認識部
６及び直交検波器（ＱＡＭＤＥＴ）７を備えており。
認識部６は可変減衰器（ＡＴＴ）８及び９ 、 Ａ−Ｄ
変換器（Ａ／Ｄ）１０及び１１．ＡＧＯ回路（ＡＧＯ）
１２及び１３９選択回路（−ｓｗ） １４．ＡＮＤ回路
１５、搬送波同期用論理回路（ＯＡＲＲ５ＹＮＣ）１６
、非同期検出回路（ＤＫＴ） １７ 、低域濾波器（Ｌ
ＰＦ） １８ 、電圧制御発振器（ｖｃｏ） １９ 、
リードオンリメモリ（ＲＯＭ）２０．ＯＲ回路２１
及びＤタイプフリップフロップ（Ｄ−ＦＦ）２２によっ
て構成されている。／）４ＱＡＭ波の入力信号は遅延回
路と重み付回路から構成されるトランスバーサルフィル
タ４に入力され、ここで、入力信号は重み付制御回路２
及び３からの制御信号（Ｒ＋２・Ｒ＋１・Ｒ−Ｓ ＊
Ｒ２及び■＋２．工＋１・ニー１゜■−２）を受けて、
入力信号が有する符号量干渉が除去されて、トランスバ
ーサルフィルタ４からの出力は符号量干渉のない出力信
号が得られる。
変換器（Ａ／Ｄ）１０及び１１．ＡＧＯ回路（ＡＧＯ）
１２及び１３９選択回路（−ｓｗ） １４．ＡＮＤ回路
１５、搬送波同期用論理回路（ＯＡＲＲ５ＹＮＣ）１６
、非同期検出回路（ＤＫＴ） １７ 、低域濾波器（Ｌ
ＰＦ） １８ 、電圧制御発振器（ｖｃｏ） １９ 、
リードオンリメモリ（ＲＯＭ）２０．ＯＲ回路２１
及びＤタイプフリップフロップ（Ｄ−ＦＦ）２２によっ
て構成されている。／）４ＱＡＭ波の入力信号は遅延回
路と重み付回路から構成されるトランスバーサルフィル
タ４に入力され、ここで、入力信号は重み付制御回路２
及び３からの制御信号（Ｒ＋２・Ｒ＋１・Ｒ−Ｓ ＊
Ｒ２及び■＋２．工＋１・ニー１゜■−２）を受けて、
入力信号が有する符号量干渉が除去されて、トランスバ
ーサルフィルタ４からの出力は符号量干渉のない出力信
号が得られる。
ところで、実数部重み付制御回路２は入力としてＡ／Ｄ
変換器や力である象限判別信号Ｄｌｐ・Ｄｌｑ及び
° −誤差信号Ｅｐ、Ｅ、を受けて９重み付
制御信号Ｒ±２．Ｒ±１を出力する。この実数部重み付
制御回路２は従来から知られている回路である。一方、
虚数部重み付制御回路６は後述するように象限判別信号
り、ｐ、 Ｄ、１． ＲＯＭ ２０からの出力である領
域判別信号Ｓ２及び位置判別信号８４ ｅ受けて重み付
制御信号■±１．■±２を送出する。
変換器や力である象限判別信号Ｄｌｐ・Ｄｌｑ及び
° −誤差信号Ｅｐ、Ｅ、を受けて９重み付
制御信号Ｒ±２．Ｒ±１を出力する。この実数部重み付
制御回路２は従来から知られている回路である。一方、
虚数部重み付制御回路６は後述するように象限判別信号
り、ｐ、 Ｄ、１． ＲＯＭ ２０からの出力である領
域判別信号Ｓ２及び位置判別信号８４ ｅ受けて重み付
制御信号■±１．■±２を送出する。
トランスバーサル等化器１の出力は復調器５に入力され
、ＱＡＭＤＥＴ７において、ＶＣ！０１９からの基準搬
送波（Ｃ！、ＡＲＲ）と乗算され、復調レベルを最適に
するためのものであり、Ａ、ＴＴ３及び９はそれぞれＡ
ＧＯ１２及び１３がらの制御信号によって制御される。
、ＱＡＭＤＥＴ７において、ＶＣ！０１９からの基準搬
送波（Ｃ！、ＡＲＲ）と乗算され、復調レベルを最適に
するためのものであり、Ａ、ＴＴ３及び９はそれぞれＡ
ＧＯ１２及び１３がらの制御信号によって制御される。
Ａ／Ｄ変換器１ｏ及び１１は５ビツトで構成されており
、その出力は最上位桁（Ｍ６１Ｂ）から３ビット即ちＤ
ｌ、〜Ｄ３゜及びＤｌ、〜Ｄ３．が主データ信号、Ｄ４
ｐ、Ｄ４．が誤差信号としてそれぞれ送出される。
、その出力は最上位桁（Ｍ６１Ｂ）から３ビット即ちＤ
ｌ、〜Ｄ３゜及びＤｌ、〜Ｄ３．が主データ信号、Ｄ４
ｐ、Ｄ４．が誤差信号としてそれぞれ送出される。
次に第２図（ａ）及び（ｂ）も参照して、まず第２図（
ａ）は６４ＱＡＭ変調波の信号配置図を示しており。
ａ）は６４ＱＡＭ変調波の信号配置図を示しており。
ｐｏ軸、九番信号点が属する象限を判別する象限判別軸
である。Ａｏ軸、ＢＱ軸は象限判別軸と１ラジアンの位
相関係を有する軸でここでは位置判別軸と呼ぶ。
である。Ａｏ軸、ＢＱ軸は象限判別軸と１ラジアンの位
相関係を有する軸でここでは位置判別軸と呼ぶ。
ＲＯＭ２０の出力Ｓ２は後述するＡｉ軸とＡ２軸。
Ｂ１軸とＢ２軸とにそれぞれ囲まれた領域（即ち領域ａ
１に領域ａ２をプラスした領域）に信号点が入った場合
ＩＩ Ｉ Ｉ＋の信号が出力される。
１に領域ａ２をプラスした領域）に信号点が入った場合
ＩＩ Ｉ Ｉ＋の信号が出力される。
一方、出力Ｓ１は上述の領域をＰｏ軸及びＱｏ軸を境界
とした領域ａ１と領域ａ２に分け、信号点が領域ａ１に
入ったとき”１″の信号、領域ａ２に入った時″０″の
信号が出力される。
とした領域ａ１と領域ａ２に分け、信号点が領域ａ１に
入ったとき”１″の信号、領域ａ２に入った時″０″の
信号が出力される。
また、＄２図（ｂ）は第２図（ａ）の第１象限を拡大し
たものである。第２図（ｂ）では軸Ａｏ−Ａ４ を５ビ
ツトで近似した場合を示しており、領域ａ３は５ビツト
で近似した場合の不感点を表わしている。第２図（ｂ）
から明らかなようにＡ／Ｄ変換器１０．１１のビット数
を増加させれば、領域ａ３を小さくすることができるが
、その反面Ａ／Ｄ変換器１０．１１の規模が大きくなっ
てしまう。従って、 Ａ／Ｄ変換器１０．１１のビット
数は主データを再生するのに必要なビット数プラス２〜
６ビツトが適用である。
たものである。第２図（ｂ）では軸Ａｏ−Ａ４ を５ビ
ツトで近似した場合を示しており、領域ａ３は５ビツト
で近似した場合の不感点を表わしている。第２図（ｂ）
から明らかなようにＡ／Ｄ変換器１０．１１のビット数
を増加させれば、領域ａ３を小さくすることができるが
、その反面Ａ／Ｄ変換器１０．１１の規模が大きくなっ
てしまう。従って、 Ａ／Ｄ変換器１０．１１のビット
数は主データを再生するのに必要なビット数プラス２〜
６ビツトが適用である。
」二連のようにしてＲＯＭ２０に論理処理手順が書き込
まれれば、ＲＯＭ２０の出力Ｓ１は人力各信号点の位相
回転に対して一方向の出力を送出する位相誤差信号とな
り、従って出力Ｓ１は搬送波同期回路の制御信号として
用いることができ。
まれれば、ＲＯＭ２０の出力Ｓ１は人力各信号点の位相
回転に対して一方向の出力を送出する位相誤差信号とな
り、従って出力Ｓ１は搬送波同期回路の制御信号として
用いることができ。
一方、出力Ｓ＋ （位相誤差信号）は互いにビットずれ
を有する象限判別信号との論理操作することによって虚
数部重み付制御信号となる。
を有する象限判別信号との論理操作することによって虚
数部重み付制御信号となる。
上述のように９位相誤差情報はＡＱ、ＢＱ軸上の信号点
からとり出されており、各信号点がＡＯ＋い位相誤差情
報となる。
からとり出されており、各信号点がＡＯ＋い位相誤差情
報となる。
ところで、従来のトランスパーサル等化器では人力信号
が同相干渉及び直交干渉を同時に受けている場合虚数部
制御信号、実数部制御信号が相互に影響し合い、順次収
束する過程を経るので収束速度が遅く、且つ干渉量が多
い場合には収束不能となる場合がある。一方、上述の位
相誤差信号を虚数部重み付制御信号として用いた場合、
この虚数部重み付制御信号は同相干渉及び入力レベル変
動の影響を受けず、独自に収束することができるので、
収束速度が速くなり。
が同相干渉及び直交干渉を同時に受けている場合虚数部
制御信号、実数部制御信号が相互に影響し合い、順次収
束する過程を経るので収束速度が遅く、且つ干渉量が多
い場合には収束不能となる場合がある。一方、上述の位
相誤差信号を虚数部重み付制御信号として用いた場合、
この虚数部重み付制御信号は同相干渉及び入力レベル変
動の影響を受けず、独自に収束することができるので、
収束速度が速くなり。
且つ収束不能となる干渉量を増すことができる。
ところで、入力信号は６４ＱＡＭ変調波であるから、Ａ
ｏ、ＢＱ軸上の信号点の他に信号点が多数存在し、これ
ら信号点はＡＱ、ＢＱ軸から離れている。従って、これ
ら信号点から正しい位相誤差情報が取り出せないばかり
でなく、逆にジッタを受けることになる。従って、前述
のようにＡｏ、ＢＯ軸付近に領域を設けて、信号点がこ
の領域に入った時に出力Ｓ１から位相誤差情報を取り出
すと、ジッタ成分の少ない位相誤差信号を得ることがで
きる。また出力８２はＡｏ、Ｂｏ軸付近の領域を判別す
る領域判別信号とされる。
ｏ、ＢＱ軸上の信号点の他に信号点が多数存在し、これ
ら信号点はＡＱ、ＢＱ軸から離れている。従って、これ
ら信号点から正しい位相誤差情報が取り出せないばかり
でなく、逆にジッタを受けることになる。従って、前述
のようにＡｏ、ＢＯ軸付近に領域を設けて、信号点がこ
の領域に入った時に出力Ｓ１から位相誤差情報を取り出
すと、ジッタ成分の少ない位相誤差信号を得ることがで
きる。また出力８２はＡｏ、Ｂｏ軸付近の領域を判別す
る領域判別信号とされる。
次に第３図を参照して、虚数部重み付制御回路３につい
て説明する。２３〜３５は遅延回路。
て説明する。２３〜３５は遅延回路。
３６〜４２は排他的論理和回路（ＥＸ−ＯＲ回路）。
４３はＡＮＤ回路、４４〜４８はＤタイプフリップフロ
ップ４９は選択回路（ＳＷ）である。
ップ４９は選択回路（ＳＷ）である。
遅延回路２３．２４はＲＯＭ２０による遅延量を補償し
て同一タイムスロットにするために用いられる。ＥＸ−
ＯＲ回路３６．３７は、Ｓ１出力に含まれる象限判別信
号との相関をとり除くために用いられ、ＲＯＭ２Ｄの論
理処理において、予め象限判別信号との相関がないよう
に論理処理手ムスロ７）毎にビット遅延された象限判定
信号Ｄ１〜Ｄ４と位置判別信号Ｅ３とがそれぞれＥＸＯ
Ｒ回路３８〜４２にてＥＸ−ＯＲ操作され、Ｄタイプフ
ジツブフロップ４４〜４８を経由してトランスタ パーサルフィルタの各Ｉツブでの重み付制御信号ＩＨ，
ｌ 、 Ｉ±１°・■０“となる。なお、Ｄタイプフ
リップフロップ４４〜４８は領域ａ１プラスａ２の時に
ＥＸ−ＯＲ回路３８〜４２の出力を読み出す。
て同一タイムスロットにするために用いられる。ＥＸ−
ＯＲ回路３６．３７は、Ｓ１出力に含まれる象限判別信
号との相関をとり除くために用いられ、ＲＯＭ２Ｄの論
理処理において、予め象限判別信号との相関がないよう
に論理処理手ムスロ７）毎にビット遅延された象限判定
信号Ｄ１〜Ｄ４と位置判別信号Ｅ３とがそれぞれＥＸＯ
Ｒ回路３８〜４２にてＥＸ−ＯＲ操作され、Ｄタイプフ
ジツブフロップ４４〜４８を経由してトランスタ パーサルフィルタの各Ｉツブでの重み付制御信号ＩＨ，
ｌ 、 Ｉ±１°・■０“となる。なお、Ｄタイプフ
リップフロップ４４〜４８は領域ａ１プラスａ２の時に
ＥＸ−ＯＲ回路３８〜４２の出力を読み出す。
また、領域ａ１プラヌａ２の範囲は小さくするほど、ジ
ッタ成分が少なくなる。ところで、Ｓ１信号を前述のよ
うに搬送波同期回路用の位相誤差信号に共用する場合に
は、引込位相が第２図（ａ）に示される状態ではなく、
第２図（ａ、）に示す状態からある位相回転をもった位
置で安定する所謂擬似引込現象が生ずる。従って領域ａ
１プラスａ２の範囲は八〇 ＋ Ｂ［１軸上の信号点以
外の信号点が含にい範囲で最大に設定するのが望ましい
。
ッタ成分が少なくなる。ところで、Ｓ１信号を前述のよ
うに搬送波同期回路用の位相誤差信号に共用する場合に
は、引込位相が第２図（ａ）に示される状態ではなく、
第２図（ａ、）に示す状態からある位相回転をもった位
置で安定する所謂擬似引込現象が生ずる。従って領域ａ
１プラスａ２の範囲は八〇 ＋ Ｂ［１軸上の信号点以
外の信号点が含にい範囲で最大に設定するのが望ましい
。
ところで、Ｄタイプフリップフロップ４４〜４８の出力
■、±１“、１吐２′及び丁ｐｏ′は前述１−だように
２人力レベルに依存（〜ないという利点を有しているが
、一方、入力変調波の信号のうちの一部から位相誤差信
号を検出しているため。
■、±１“、１吐２′及び丁ｐｏ′は前述１−だように
２人力レベルに依存（〜ないという利点を有しているが
、一方、入力変調波の信号のうちの一部から位相誤差信
号を検出しているため。
全信号点から位相誤差信号を検出り、この位相誤差信号
を用いた従来の重み付制御信号に比して若干ジッタが増
す。従って、第１図に示す復調システムが動作過渡期の
時、即ち、トランスパーサル等化器１．ＡＧＯ回路１２
，１３．搬送波同期回路が正常動作していない時に、Ｄ
タイプフリップフロップ４４〜４８の出力（■±２１゜
Ｔ±ＴＺ■０）を用い、正常動作時、即ち、 Ａ／Ｄ変
換器１０．１１の入力に正常な信号が入力された時には
、従来の重み付制御信号（■±２“、Ｔ±１”。
を用いた従来の重み付制御信号に比して若干ジッタが増
す。従って、第１図に示す復調システムが動作過渡期の
時、即ち、トランスパーサル等化器１．ＡＧＯ回路１２
，１３．搬送波同期回路が正常動作していない時に、Ｄ
タイプフリップフロップ４４〜４８の出力（■±２１゜
Ｔ±ＴＺ■０）を用い、正常動作時、即ち、 Ａ／Ｄ変
換器１０．１１の入力に正常な信号が入力された時には
、従来の重み付制御信号（■±２“、Ｔ±１”。
工０′）を用いたほうがよく、このことは多値数が増す
ほど効果を発揮する。
ほど効果を発揮する。
第６図に示すＳＷ４．９は本発明による重み付制御信号
（Ｔ±２“、■±１°、工０“）から従来の重み付制御
信号（Ｔ±２”、１士＋” ＋ Ｉｏ’）に切替えるも
のであり、復調システムが安定動作状態を示すＣＯＮ
Ｔ信号によって動作する。このＣ０ＮＴ信号は第１図に
示すように、ＡＧＯ回路１２．．１３．及びＤＥＴ１７
からのアラーム（ＡＴ、Ｍ）が消失した時。
（Ｔ±２“、■±１°、工０“）から従来の重み付制御
信号（Ｔ±２”、１士＋” ＋ Ｉｏ’）に切替えるも
のであり、復調システムが安定動作状態を示すＣＯＮ
Ｔ信号によって動作する。このＣ０ＮＴ信号は第１図に
示すように、ＡＧＯ回路１２．．１３．及びＤＥＴ１７
からのアラーム（ＡＴ、Ｍ）が消失した時。
安定動作状態であることを示す。
ところで、第１図に示すように搬送波同期回路
路の構成は第６図に示したセＩタータップ回路る５Ｗ１
４の出力は第３図のＦＩ Ｗ ４．９の工０信号と同一
である。従っ°Ｃ９本発明の位相誤差信号を搬送波同期
回路に用いる場合には、第１図に示すようにＳＷ １４
の出力あるいは第６図の５Ｗ４９の出力ＴｏをＬＰＦ１
８を介してＶＯＯ１９に人力すれば搬送波同期ループが
形成される。なお。
４の出力は第３図のＦＩ Ｗ ４．９の工０信号と同一
である。従っ°Ｃ９本発明の位相誤差信号を搬送波同期
回路に用いる場合には、第１図に示すようにＳＷ １４
の出力あるいは第６図の５Ｗ４９の出力ＴｏをＬＰＦ１
８を介してＶＯＯ１９に人力すれば搬送波同期ループが
形成される。なお。
前述したＤＥＴ１７はループの非同期状態を検出するも
ので、ループのインピーダンス変化を検出する手段がよ
く知られている。また、搬送波同期用論理回路１６の出
力は前述のように動作安定時に使われるものであり、そ
の動作は特願昭５６−１５７７５号明細書に詳述されて
いるので省略する。
ので、ループのインピーダンス変化を検出する手段がよ
く知られている。また、搬送波同期用論理回路１６の出
力は前述のように動作安定時に使われるものであり、そ
の動作は特願昭５６−１５７７５号明細書に詳述されて
いるので省略する。
一方、第４図（ａ）はＡＧＯ回路１２．１３の実施例で
あり、また、第４図（ｂ）はその動作を説明するための
図である。５０は論理回路（Ｔ、 ＯＧＩＣ）。
あり、また、第４図（ｂ）はその動作を説明するための
図である。５０は論理回路（Ｔ、 ＯＧＩＣ）。
５１はフリップフロップ、５２は検出回路（ＤＥＴ）で
ある。ＬＯＧ工０５０の出力Ｓは第４図（ｂ）に示す領
域ｃｏに信号点が入ったとき“１”の出力を出力し、出
力Ｒは領域Ｃ１に信号点が入った時”１”の出力を出す
。これら出力Ｓ、Ｒは一１２＝ ＡＴＴ８．９の制御信号となる。ここで、ｈａＲ−回路
１２．１３が正常に動作していない時、即ち信号点が領
域ｃｏあるいはＣ１のどちらか一方にのみ入り込んでい
る時には、フリップフロップ５１の出力は直流（ＤＣ）
レベルとなる。また。
ある。ＬＯＧ工０５０の出力Ｓは第４図（ｂ）に示す領
域ｃｏに信号点が入ったとき“１”の出力を出力し、出
力Ｒは領域Ｃ１に信号点が入った時”１”の出力を出す
。これら出力Ｓ、Ｒは一１２＝ ＡＴＴ８．９の制御信号となる。ここで、ｈａＲ−回路
１２．１３が正常に動作していない時、即ち信号点が領
域ｃｏあるいはＣ１のどちらか一方にのみ入り込んでい
る時には、フリップフロップ５１の出力は直流（ＤＣ）
レベルとなる。また。
王宮時にはマーク率÷のデータ信号となる。従ってこの
両者の差をＤＥＴ５２で検出して、異常時にＡＬＭ信号
を送出するようにしている。
両者の差をＤＥＴ５２で検出して、異常時にＡＬＭ信号
を送出するようにしている。
再び＄６図を参照して１本発明による重み付制御信号（
Ｔ±２”、Ｔ±１“・ＩＯｌ ）は入力レベルに依存せ
ず成立するが、従来の重み付制御信号（工±２１．■±
＋”、Ｉｏ”）は入力レベルに依存するため１両者を切
替える際には第１図に示すＡＧＯ回路１２．１３が正常
に動作しているか否かを確認することが不可欠であり、
そのため５ｗ４９のＣ０ＮＴ信号にＡＧＯ回路１２．１
３のＡ ＴＪ Ｍ信号を用いている。なお、５Ｗ４９の
Ｃ０ＮＴ信号には符号誤り率特性からの情報を用いるこ
ともできる。
Ｔ±２”、Ｔ±１“・ＩＯｌ ）は入力レベルに依存せ
ず成立するが、従来の重み付制御信号（工±２１．■±
＋”、Ｉｏ”）は入力レベルに依存するため１両者を切
替える際には第１図に示すＡＧＯ回路１２．１３が正常
に動作しているか否かを確認することが不可欠であり、
そのため５ｗ４９のＣ０ＮＴ信号にＡＧＯ回路１２．１
３のＡ ＴＪ Ｍ信号を用いている。なお、５Ｗ４９の
Ｃ０ＮＴ信号には符号誤り率特性からの情報を用いるこ
ともできる。
第５図はベースバンド帯のトランスパーサル等化器を用
いた場合の実施例であり、５３はベースバンド帯のトラ
ンスバーサル等化器、５／Ｉはトランスバーサルフィル
タ、５５は実数部重み針制御回路、５６は虚数部重み針
制御回路である。この実施例では虚数部重み針制御回路
５６を特徴としており、その他の回路は従来回路あるい
は第１図で説明した回路と同様である。
いた場合の実施例であり、５３はベースバンド帯のトラ
ンスバーサル等化器、５／Ｉはトランスバーサルフィル
タ、５５は実数部重み針制御回路、５６は虚数部重み針
制御回路である。この実施例では虚数部重み針制御回路
５６を特徴としており、その他の回路は従来回路あるい
は第１図で説明した回路と同様である。
ここで、第６図を参照して、虚数部重み針制御回路５６
について説明する。５７〜７４は遅延回路、７５〜８６
はＥＸ−０１Ｒ回路、８７はＡＮＤ回路、８８〜９７は
Ｄタイプノリツブフロップ。
について説明する。５７〜７４は遅延回路、７５〜８６
はＥＸ−０１Ｒ回路、８７はＡＮＤ回路、８８〜９７は
Ｄタイプノリツブフロップ。
９８は選択回路である。第６図から明らかなように、虚
数部重み針制御回路５６ではｔｌｉ制御信号（■ｐ ２
’ ｌ ■Ｉｌ＋ １’ Ｉ ＩＩ）Ｏ’ ｌ ■ｌ）
＋１’ ｌ ■＋１１４−２’及び■ｑ−２Ｉ。
数部重み針制御回路５６ではｔｌｉ制御信号（■ｐ ２
’ ｌ ■Ｉｌ＋ １’ Ｉ ＩＩ）Ｏ’ ｌ ■ｌ）
＋１’ ｌ ■＋１１４−２’及び■ｑ−２Ｉ。
丁ｑ−１’ 、 Ｉｑ［ｌ’ 、 Ｉｑ＋１’ 、Ｉｑ
＋２°）がＰ及びＱチャンイ・ルでそれぞれ独立に生成
されている亡士→＋→０上述の実施例では、６４ＱＡＭ
システムに適用した場合について説明したが１本発明は
６４．ＱＡＭに限定されるものではなく ４ＱＡＭ（４
ＰＳＫ）以上の多値直交振幅変調システムに適用可能で
あり、第１図に示した復調システムを／）４ＱＡＭシス
テム以外の多値直交振幅変調システムに変更する場合は
、 Ａ／Ｄ変換器１０．１１のビット数。
＋２°）がＰ及びＱチャンイ・ルでそれぞれ独立に生成
されている亡士→＋→０上述の実施例では、６４ＱＡＭ
システムに適用した場合について説明したが１本発明は
６４．ＱＡＭに限定されるものではなく ４ＱＡＭ（４
ＰＳＫ）以上の多値直交振幅変調システムに適用可能で
あり、第１図に示した復調システムを／）４ＱＡＭシス
テム以外の多値直交振幅変調システムに変更する場合は
、 Ａ／Ｄ変換器１０．１１のビット数。
ＲＯＭ２０の記憶容量の変更のみで良い。また。
第１図に示す復調システムでは５タツプのトランスバー
ザル等化器について説明したが、５タツプのトランスバ
ーザル等化器に限られるものではなく、他のタップ数の
トランスバーザル等化器にも適用できることは言うまで
もない。
ザル等化器について説明したが、５タツプのトランスバ
ーザル等化器に限られるものではなく、他のタップ数の
トランスバーザル等化器にも適用できることは言うまで
もない。
以上説明したように９本発明の復調システムで゛は伝送
系に同相干渉歪が存在しても、同相干渉歪に影響されず
、独立に収束する虚数部制御回路が実現できるので、収
束速度が速く、且つ。
系に同相干渉歪が存在しても、同相干渉歪に影響されず
、独立に収束する虚数部制御回路が実現できるので、収
束速度が速く、且つ。
復帰する過程を経た等化能力限界値を改善できる復調シ
ステムを提供することができる。
ステムを提供することができる。
第１図は本発明による復調システムの一実施例を示すブ
ロック図、第２図（ａ）は６４ＱＡＭ変調波の信号配置
図、第２図（１））は第２図（８）の第１象限を拡大し
て示す図、第３図は第１図の虚数部重み針制御回路の一
実施例を示すブロック図。 第４図（ａ）はＡＯＣ回路の一例を示すブロック図。 第４図（ｂ）は第４図（ａ）に示すＡＣ）０回路の動作
を説明するための図、第５図は本発明による復調システ
ムの他の実施例を示すブロック図、第６図は第５図の虚
数部重み針制御回路の一実施例を示すブロック図である
。 １・・・ＩＦ帯トランスバーサル等化器、２・・・実数
部重み針制御回路、３・・・虚数部重み針制御回路、４
・・・トランスバーザルフィルタ、５・・・復調器、６
・・・識別部、７・・直交検波器（ＱＡＭ ＤＥＴ ）
。 ８〜？・・・可変減衰器（ＡＴＴ）、１０〜１１・・・
Ａ−Ｄ変換器（Ａ／Ｄ） 、 １２〜１６・・・ＡＧ
Ｏ回路（ＡＧＯ）。 １４・・・選択回路（ＳＷ）、１５・・・ＡＮＤ回路、
１６・・・搬送波同期用論理回路（ＣＡＲＲｓｙＮｃ）
、１７・・・非同期検出回路（ＤＥＴ）、１８・・・低
減３波器（ＬＰＦ）、１９・・・電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）、２０・・・リードオンリメモリ（ＲｏＭ）、２１
・・・ＯＲ回路。 ２２・・・Ｄタイプフリップフロップ、２６〜３５・・
遅延回路、３６〜４２・・・ＥＸ−ＯＲ回路、４３・・
・ＡＮＤ回路、４４〜４８・・・Ｄタイプフリップフロ
ップ。 ４９・・・選択回路（ｓｗ）、５０・・・論理回路（Ｌ
ＯＧＩＣ）、５１・・・フリツプフロツプ、５２・・・
検出回路、５３・・・ベースバンド帯トランスバーサル
等化器、５４・・・トランスバーサルフィルタ、５５・
・・実数部重み伺制御回路、５６・・・虚数部重み針制
御回路、５７〜７４・・・遅延回路、７５〜８６・・・
ＥＸ−ＯＲ回路、８７−ｈＮＤ回路、８８〜９７−Ｄタ
イプフリップフロップ、９８・・・選択回路（ＳＷ）。
ロック図、第２図（ａ）は６４ＱＡＭ変調波の信号配置
図、第２図（１））は第２図（８）の第１象限を拡大し
て示す図、第３図は第１図の虚数部重み針制御回路の一
実施例を示すブロック図。 第４図（ａ）はＡＯＣ回路の一例を示すブロック図。 第４図（ｂ）は第４図（ａ）に示すＡＣ）０回路の動作
を説明するための図、第５図は本発明による復調システ
ムの他の実施例を示すブロック図、第６図は第５図の虚
数部重み針制御回路の一実施例を示すブロック図である
。 １・・・ＩＦ帯トランスバーサル等化器、２・・・実数
部重み針制御回路、３・・・虚数部重み針制御回路、４
・・・トランスバーザルフィルタ、５・・・復調器、６
・・・識別部、７・・直交検波器（ＱＡＭ ＤＥＴ ）
。 ８〜？・・・可変減衰器（ＡＴＴ）、１０〜１１・・・
Ａ−Ｄ変換器（Ａ／Ｄ） 、 １２〜１６・・・ＡＧ
Ｏ回路（ＡＧＯ）。 １４・・・選択回路（ＳＷ）、１５・・・ＡＮＤ回路、
１６・・・搬送波同期用論理回路（ＣＡＲＲｓｙＮｃ）
、１７・・・非同期検出回路（ＤＥＴ）、１８・・・低
減３波器（ＬＰＦ）、１９・・・電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）、２０・・・リードオンリメモリ（ＲｏＭ）、２１
・・・ＯＲ回路。 ２２・・・Ｄタイプフリップフロップ、２６〜３５・・
遅延回路、３６〜４２・・・ＥＸ−ＯＲ回路、４３・・
・ＡＮＤ回路、４４〜４８・・・Ｄタイプフリップフロ
ップ。 ４９・・・選択回路（ｓｗ）、５０・・・論理回路（Ｌ
ＯＧＩＣ）、５１・・・フリツプフロツプ、５２・・・
検出回路、５３・・・ベースバンド帯トランスバーサル
等化器、５４・・・トランスバーサルフィルタ、５５・
・・実数部重み伺制御回路、５６・・・虚数部重み針制
御回路、５７〜７４・・・遅延回路、７５〜８６・・・
ＥＸ−ＯＲ回路、８７−ｈＮＤ回路、８８〜９７−Ｄタ
イプフリップフロップ、９８・・・選択回路（ＳＷ）。
Claims (1)
- １、復調器及びトランスバーサル等化器を含み多値ディ
ジタル変調波を復調して主データ信号を含む複数列のデ
ータ信号を再生する復調システムにおいて、前記データ
信号を論理演算し、前記多値ディジタル変調波が象限判
定軸と、該象限判定軸とπ／４ラジアンの位相関係を有
する２つの位置判別軸とで分割される領域のいずれに位
置するかを判別する位置判別出力と前記位置判別軸付近
の領域を判別する領域判別出力とを得る論理演算手段を
備え、前記トランスバーサル等化器における虚数部の各
タップの制御信号を前記論理演算手段出力と前記データ
信号とを論理操作することによって得るようにしたこと
を特徴とする復調システム。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60178502A JPH0746790B2 (ja) | 1985-08-15 | 1985-08-15 | 復調システム |
| EP86111275A EP0212582B1 (en) | 1985-08-15 | 1986-08-14 | Demodulation system capable of establishing synchronization in a transient state |
| DE8686111275T DE3687249T2 (de) | 1985-08-15 | 1986-08-14 | Zur synchronisationsherstellung in einem uebergangszustand geeignetes demodulationssystem. |
| US06/896,985 US4757266A (en) | 1985-08-15 | 1986-08-15 | Demodulation system capable of establishing synchronization in a transient state |
| AU61198/86A AU584555B2 (en) | 1985-08-15 | 1986-08-15 | Demodulation system capable of establishing synchronization in a transient state |
| CA000516027A CA1262266A (en) | 1985-08-15 | 1986-08-15 | Demodulation system capable of establishing synchronization in a transient state |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60178502A JPH0746790B2 (ja) | 1985-08-15 | 1985-08-15 | 復調システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6239923A true JPS6239923A (ja) | 1987-02-20 |
| JPH0746790B2 JPH0746790B2 (ja) | 1995-05-17 |
Family
ID=16049583
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60178502A Expired - Lifetime JPH0746790B2 (ja) | 1985-08-15 | 1985-08-15 | 復調システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0746790B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5341105A (en) * | 1991-09-30 | 1994-08-23 | Nec Corporation | Quadratore demodulator circuit utilizing automatic frequency control signal and method thereof |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57109434A (en) * | 1980-12-26 | 1982-07-07 | Nec Corp | Automatic equalizer |
-
1985
- 1985-08-15 JP JP60178502A patent/JPH0746790B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57109434A (en) * | 1980-12-26 | 1982-07-07 | Nec Corp | Automatic equalizer |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5341105A (en) * | 1991-09-30 | 1994-08-23 | Nec Corporation | Quadratore demodulator circuit utilizing automatic frequency control signal and method thereof |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0746790B2 (ja) | 1995-05-17 |
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