JPS6244473B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、文字多重放送受信機でテレビジヨン
信号のある予め定められた水平走査期間に重畳さ
れた情報（以下、文字データ信号という）をスラ
イスして２値のデイジタル信号に変換するような
場合に用いることのできるデータスライス回路に
関するものである。

従来例の構成とその問題点 テレビジヨン文字多重放送のデータ信号は、一
般に、２値NRZ信号であり、１水平走査期間
（1H）を単位とするデータパケツト形式でテレビ
ジヨン映像信号の垂直帰線期間に重畳される。

第１図に重畳された文字データ信号の波形図を
示す。第１図Ａ中の１は水平同期信号、２はカラ
ーバースト信号である。３，４，５は重畳される
２値信号で、３の部分はクロツクライン信号（以
下、CR信号と略す）であり、６はこれを拡大し
て示したものである。４の部分はフレーミングコ
ード信号（以下、FC信号と略す）であり、７は
これを拡大して示したものである。CR信号はデ
ータサンプリングクロツクを再生するための同期
信号、FC信号はデータパケツトの同期をとる為
の信号でこれらはすべての多重された文字データ
に共通の信号である。５の部分は種々のデータ情
報が含まれる部分である。

第１図Ｂに示すように、多重化されたデータ信
号は帯域制限を受けている為に正弦波状のパルス
列となつている。今、仮に、第１図Ｂの波形が一
点鎖線８に示すレベルと比較されスライスされた
とすると、そのスライス出力波形は第１図Ｃのよ
うになり、テレビジヨン信号に重畳する前の２値
NRZ信号が再生される。文字多重受信機ではこの
スライスされたデータを適当なサンプリングクロ
ツクで読みとることによりデータの読み込みが行
われる。

上記のスライスレベル８を作り出し重畳された
文字データ信号をスライスする従来の回路例とし
て、第２図に示すものがある。これは、アンテナ
９でRF信号を受信し、映像復調器１０の出力と
して第１図Ａに相当するテレビジヨン映像信号１
１を得る。このテレビジヨン複合映像信号１１を
電圧比較器１２の一方の端子に印加し、さらに、
テレビジヨン複合映像信号１１を正ピーク検出回
路１３と負ピーク検出回路１４の各々に印加し、
両ピーク検出回路１３，１４の出力の中間電圧を
電圧比較器１２の他方の端子にスライスレベルと
して印加することにより重畳信号を２値デイジタ
ル信号に再生するものである。

しかし、この方法ではピーク検出回路１３，１
４をもつため、RF入力が小さい場合などでは雑
音のピークを検出してしまうために重畳信号の再
生誤りが少なくない。また、映像復調器の群遅延
特性などにより波形歪みが生じた場合にはその歪
んだ波形に対してピーク検出を行うために適正な
スライスレベルを設定し得ないことも少くないと
いつた問題がある。

発明の目的 本発明は、このような従来の欠点を除去し、対
雑音特性，対群遅延特性に優れるとともに、送信
側の重畳信号のレベル変動や受信機の検波出力の
信号振幅のばらつきに対しても無調整で常に適正
なスライスレベルを与えることができて良好なス
ライス特性を得ることのできるデータスライス回
路を提供することを目的とするものである。本発
明は、さらに、集積回路に適した回路で構成する
ことにより安価で実現できるようにするものであ
る。

発明の構成 第１図Ａに示した如く文字多重信号の最初の
“1010……”の16ビツト（CR信号）と、次の
“11100101”の８ビツト（FC信号）は、すべての
多重されたデータに共通の信号である。本発明で
は、このすべての文字多重データに共通なCR信
号、FC信号部分を積分回路に通すことにより、
その平均電圧がほぼデータのセンター電圧になる
点に着目し、これをFC検出以後はホールドして
文字データ信号のスライス電圧とするものであ
る。

このような構成にすることにより、RF入力信
号が小さくて映像復調信号中の雑音が増えても、
積分回路の効果でスライス電圧の雑音を抑えるこ
とができる。また、映像復調器の群遅延特性の劣
化などによる波形歪みが生じても、その平均電圧
は影響を受けにくいので、再生データの誤りを少
くできるものである。

また、映像復調器の出力が変動しても、この平
均電圧はデータの平均値、すなわちほぼセンター
電圧になるので、スライス電圧を決めるのに調整
が要らない等の利点を有する。なお、積分回路を
通すので、平均値に達するまでの期間すなわち
CR信号の前半部分ではスライスされたデータ巾
は不正規となるが、これはCR信号の直前でスラ
イス電圧をほぼデータのセンター電圧にプリセツ
トしておくことにより改善される。

実施例の説明 以下、本発明の一実施例を図面を参照して説明
する。第３図は本回路の構成図である。第４図，
第５図はその動作説明する波形図である。第２図
と同じブロツクについては同じ番号を付してあ
る。

１５はデータスライス回路であり、１６はテレ
ビジヨン複合映像信号の入力端子、１７はクラン
プパルスの入力端子、１８は平均値検出ゲートパ
ルスの入力端子、１９はスライスデータの出力端
子である。

映像復調器１０の出力であるテレビジヨン複合
映像信号は入力端子１６を通してデータスライス
回路１５に入力されるとともに、同期分離回路２
０（必要に応じて水平AFC，水平発振回路を含
む）及びデータサンプリングクロツク発生回路２
１に供給される。

入力端子１６に入力されるテレビジヨン複合映
像信号の水平同期信号及び文字データ信号に対す
るクランプパルス及び平均値検出ゲートパルスの
タイミング関係を第４図に示す。第４図Ｄは第３
図の入力端子１６に入力されるテレビジヨン複合
映像信号で、第１図Ａと同じものである。第４図
Ｅは同期分離回路２０の出力である水平同期パル
ス，第４図Ｆは入力端子１７に入力されるクラン
プパルスであり、これはモノマルチバイブレータ
２２を水平同期パルスＥの後縁でトリガすること
により得られる。そのパルス幅は第４図Ｄで示し
たCR信号にかからない範囲で、できるだけ広く
する。第４図Ｇは入力端子１８に入力される平均
値検出ゲートパルスであり、フリツプフロツプ２
３をクランプパルスＦの後縁でセツトし、フレー
ミングコード検出器２４の出力パルスでリセツト
することにより得られる。ここでフレーミングコ
ード検出器２４の出力パルスはフレーミングコー
ド信号が第１図Ｃに示したように“11100101”の
コードよりなるので、このコードをフレーミング
コード検出器２４中に比較パターンとして内蔵
し、これとスライスデータをデータサンプリング
クロツクで読みとつて検出されたフレーミングコ
ードとの一致をとることにより得られる。正しく
フレーミングコードが検出されると、フレーミン
グコード信号の最後のビツトでそのパルスＧは出
力される。文字多重受信機では一般にこのフレー
ミングコード検出されてはじめてそれ以降のデー
タを読み込みが開始される。

データスライス回路１５では文字データの重畳
されたテレビジヨン複合映像信号Ｄとクランプパ
ルスＦ，平均値検出ゲートパルスＧを使つて、以
下に述べる方法でデータをスライスする。

入力端子１６に入力された文字データの多重さ
れたテレビジヨン複合映像信号Ｄはクランプ回路
２５で、入力端子１７より入力されたクランプパ
ルスＦによりテレビジヨン複合映像信号Ｄのペデ
スタルレベルがクランプされる。クランプ後、増
巾器２６で増巾され、その出力は３分配されて、
１つは電圧比較器２７の一方の入力端子に直接供
給される。他の２つのうちの一方はアナログゲー
ト２８を通して積分器２９に、他方はレベルシフ
ト回路３０，アナログゲート３１を通して積分器
２９に入力される。その時の積分器２９の出力波
形を第５図Ｈに示す。第５図Ｈ中で、t₁はクラン
プパルスＦの期間、t₂は平均値検出ゲートパルス
Ｇの期間で、それぞれアナログゲート３１，２８
を閉じている期間を示す。また、第５図Ｈのａは
増巾器２６の出力波形で、CR信号，FC信号部分
を拡大して示してある。

ここで、レベルシフト回路３０とアナログゲー
ト３１が無い場合を考えると、t₂の期間アナログ
ゲート２８が導通し、ａの波形が積分器２９で積
分される。t₂の後はアナログゲート２８が開放と
なりt₂の最後の電圧がホールドされる。積分器２
９のステツプ応答がCR信号の期間でほぼ一定値
になるようなものを用いると、積分器２９の出力
として第５図Ｈ中のｂのような出力が得られる。
即ち、ｂはCR期間に重畳データの中間レベルに
収束し、FC信号期間もFC信号が“11100101”の
為に少し高めであるがほぼ中間レベルを維持し、
その後、そのレベルがホールドされる。したがつ
て、ｂの信号を電圧比較器２７の他方の入力端子
に供給し、ａの波形をスライスし、パルス整形回
路３２で整形することにより、第５図Ｉに示す如
きスライスされた文字データ信号が出力端子１９
より得られる。

次に、レベルシフト回路３０，アナログゲート
３１がある場合は、t₁の期間アナログゲート３１
が導通し、ペデスタル電圧をレベルシフト回路３
０でもち上げた分の電圧を積分器２９を構成して
コンデンサに充電しプリセツトする。t₂期間はア
ナログゲート３１が開放となりアナログゲート２
８が導通し、プリセツトされた電圧から積分動作
がスタートし、以下前記と同様の動作をする。導
通時のアナログゲート３１の出力インピーダンス
を十分に小さく選んでt₁の期間にレベルシフト回
路３０のレベルシフト量だけ積分器２９の出力が
持ち上るようにすれば、この時の積分器２９の出
力としては第５図Ｈ中のｃのような出力が得ら
れ、これに対するスライス後の文字データ信号の
出力は第５図Ｊのようになる。第５図Ｈ中のｄは
レベルシフト回路３０のレベルシフト量を示し、
スライス後のCR信号のデユーテイ比が全体にわ
たり50％に近くなるように設定すればよい。

このＩとＪを比較した場合、FC信号以降にお
いては差はなく、データ部分のビツト誤り率は同
等といえる。しかし、フレーミングコード検出器
２４でフレーミングコードを検出する時、Ｉの波
形ではCR信号の特に前半部分がFC信号パターン
に似てくるためにRF入力が弱入力になつて検波
されたテレビジヨン複合映像信号のＳ／Ｎが劣化
した時にCR信号の前半部で誤つてフレーミング
コードとして検出される確率が高くなる。フレー
ミングコードが誤つて検出されると、その後のデ
ータ読み取りを間違つてしまい、パターン伝送方
式の文字多重放送ではライン抜け、またコード方
式の文字多重放送では行抜け等の欠陥が出る。

この特性は第５図Ｈ中のｃのようにCR信号の
前部ではほぼデータ振巾の中間レベルにプリセツ
トし、スライスデータをＪの波形のようにするこ
とで大巾に改善される。フレーミングコードが日
本の方式のように“11100101”の場合には、中間
レベルより少し高めにすることでCR信号の前半
部分の“１”のレベル幅が狭くなるので、誤つた
フレーミングコードの検出はしにくくなる。

第６図は、第３図中のデータスライス回路１５
の部分を集積回路に適した回路で構成した具体回
路例である。第３図中と同じ部分については同じ
番号で示してある。３３，３４はバイアス電源ブ
ロツクでありこの回路の各部に必要な電圧及び電
流を供給している。特に３４はツエーナダイオー
ドD₁及び温度補償トランジスタQ₄₃，Q₄₄を使つ
てトランジスタQ₄₁のエミツタ電圧Ｖ_Zを電源変
動や温度変化があつても変化しないものとしてい
る。

３５は本回路の電源で、例えば12Vが印加され
る。また３６はスライスした文字データ信号出力
の振巾を決める電源で、出力がTTL接続される
時は5Vが選ばれる。

文字データ信号が重畳されたテレビジヨン複合
映像信号は、入力端子１６，コンデンサC₁を通
してトランジスタQ₉，Q₁₀，抵抗R₁₁，R₁₂，R₁₃
よりなる差動増巾器に入力される。コンデンサ
C₁はクランプコンデンサも兼ねており、入力端
子１７にクランプパルスが入力されるとトランジ
スタQ₇またはQ₈が導通してトランジスタQ₉のベ
ースに入力される信号のペデスタル部分をトラン
ジスタQ₃のエミツタ電圧（V₁）にクランプする。
これに対してトランジスタQ₁₀のベースバイアス
は第７図に示すように文字データ信号部の中間の
電圧（V₂）になるように決める。このようにバイ
アスを決めることで差動増巾器２６のダイナミツ
クレンジを最大にとることができる。何故なら
ば、この増巾器の機能としては文字データの信号
部分を増巾できればよいからである。

また、第１図Ｂに示したように、スライスする
前の文字データ信号は帯域制限されていて波形が
なまつているので、スライスする時の信号の振幅
は電源電圧３５の許す範囲で大きければ大きい程
スライス後の位相ジツタが少くなつて良い。

クランプ回路２５は文字データ信号のダイナミ
ツクレンジを最大限にとる為の手段として有効で
あり、クランプ回路２５がなくトランジスタQ₉
へ交流結合で入力される時には、映像信号の平均
レベルの変化によりダイナミツクレンジが狭めら
れ、電圧比較回路２７に入力できる文字データ振
幅が制限される。トランジスタQ₁₀のコレクタよ
り得られる増幅出力はエミツタホロアトランジス
タQ₁₂を通して３分配され、１つはレベルシフト
ダイオードQ₁₃を通して電圧比較器２７の一方の
入力端子（トランジスタQ₃₄のベース）に入力さ
れる。レベルシフトダイオードQ₁₃は後述のトラ
ンジスタQ₃₁のベースエミツタ間電圧降下を補償
する為に入れてある。後の２つのうちの一方はト
ランジスタQ₂₄のベースに入力され、もう一方は
トランジスタQ₂₂のベースに入力される。

トランジスタQ₂₃〜Q₃₀と抵抗R₂₁〜R₂₃でアナロ
グゲート２８が構成されており、入力端子１８に
は第５図Ｈのt₂の期間高レベルとなるパルスが印
加される。このパルスによりトランジスタQ₂₉，
Q₂₇，Q₂₅がオン（Q₂₈，Q₂₅はオフ）となりトラ
ンジスタQ₂₄のベース入力信号はトランジスタ
Q₂₄，Q₂₇を通じて抵抗R₂₄，R₂₅，コンデンサ
C₂，コイルL₁よりなる積分器２９に入力され
る。入力端子１８の入力パルスが低レベルとなる
とトランジスタQ₂₉はオフし、トランジスタQ₂₈
はオンする。したがつてトランジスタQ₂₅のベー
スは低電圧となるためトランジスタQ₂₅がオンし
トランジスタQ₂₄はオフし、トランジスタQ₂₇の
ベースは低電圧となる。トランジスタQ₂₇のエミ
ツタはコンデンサC₂があつて先の積分電圧があ
る為、トランジスタQ₂₇のベース・エミツタ間は
逆バイアスとなり、トランジスタQ₂₇はオフし、
コンデンサC₂の電位は保持される。トランジス
タQ₃₁へのベース電流による充電分コンデンサC₂
の電位は下るが、トランジスタQ₃₁のエミツタ電
流源（トランジスタQ₃₂と抵抗R₂₆で構成）の電流
値を小さくすることと、コンデンサC₂の値を可
能な範囲で大きくすることで上記放電による電圧
降下は無視できる範囲に抑えることができる。

積分器２９の出力はエミツタホロアトランジス
タQ₃₁を通じて電圧比較器２７のもう１つの入力
端子（トランジスタQ₃₅のベース）へ印加され、
同回路の出力としてスライスされた文字データ信
号を得ることができる。これは更にパルス整形用
トランジスタQ₃₈及びインバータ３７で整形され
て出力される。

尚、電圧比較器２７中のトランジスタQ₃₆，
Q₃₇は能動負荷であり、トランジスタQ₃₇と抵抗
R₂₇で構成される回路はこの回路の電流源を構成
している。

また、抵抗R₂₄，R₂₅，コンデンサC₂，コイル
L₁よりなる積分器はそれぞれの定数値をＲ，
ｒ，Ｃ，Ｌとするとその伝達関数Ｇ（Ｓ）は Ｇ（Ｓ）＝ （Ｌ／ｒ）Ｓ＋１／Ｓ^２ＬＣ（１＋Ｒ／ｒ）＋Ｓ（ＣＲ
＋Ｌ／ｒ）＋１…(1) となり、Ｇ（Ｓ）のステツプ応答がCR信号の期
間にほぼ一定値となるようにＲ，ｒ，Ｌ，Ｃの値
を決ればよい。

次に、トランジスタQ₂₂に入力された信号は、
入力端子１７に入力されるクランプパルスが高レ
ベルの期間（第５図Ｈのt₁の期間）はトランジス
タQ₁₈，Q₁₆，Q₂₂がオン（トランジスタQ₁₇，Q₂₁
はオフ）して抵抗R₁₉の電圧降下分だけレベルシ
フトしその電圧がトランジスタQ₁₆，抵抗R₂₀，を
通して積分器２９のコンデンサC₂に充電され
る。抵抗R₂₀を小さく選べば上記t₁の期間内にコ
ンデンサC₂を充電してレベルシフトした電圧ま
でもち上げることができる。アナログゲート２８
の説明と同様の動作で入力端子１７の入力が低レ
ベルになるとこんどはトランジスタQ₁₇，Q₂₁が
オンしトランジスタQ₁₈，Q₂₂.Q₁₆がオフして前記
レベルシフトはコンデンサC₂より断ち切られ
る。その結果積分器２９の出力としては第５図Ｈ
のｃに示すような波形となり、スライスデータ出
力としては第５図ＪのようにCR信号の前部から
デユーテイの50％に近いスライスデータが得られ
る。

また、上記抵抗R₁₉の両端電圧より得られるレ
ベルシフト量は、抵抗R₁₉に流す電流をトランジ
スタQ₂₀，Q₃₉のカレントミラー回路により供給
することにより、電源変動や温度変化があつても
変化しないようにしてある。すなわち、トランジ
スタのベース電流を無視すれば、抵抗R₁₉の両端
電圧Ｖ_Sは、 Ｖ_S＝Ｖ_Ｚ／Ｒ_３０×Ｒ_２９／Ｒ_１８×R₁₉＝Ｒ_２９・
Ｒ_１９／Ｒ_３０・Ｒ_１８Ｖ_Z…(2) となり、先に述べたようにＶ_Zは電源変動や温度
変化が変化しないから抵抗比で分割されたＶ_Sも
同様に変化しない。一方比較される文字データも
増巾器２６の増巾度が抵抗（R₁₂＋R₁₃）とR₁₁と比
で決ることから電源変動，温度変化があつても変
化しないので、外部変化に対して安定なスライス
電圧プリセツトとすることができる。

発明の効果 以上のように、本発明によれば、第１に、デー
タスライスレベルを積分器を用いて作るようにし
ているため、積分回路は雑音を平均化する作用が
あるのでRF入力信号が小さくなつた時のように
雑音が多く混入した場合でも、そのスライスレベ
ルが影響を受けにくい。また、本発明で使用した
積分回路は線形回路であるため、映像復調器の群
遅延歪等による波形歪に対してもその出力は影響
を受けにくく、誤りの少い良好なスライス特性が
得られる。

第２に、送信側の重畳信号のレベル変動や受信
機の映像検波出力の信号振巾にばらつきがあつて
も、積分器を通した後の平均値（スライスレベ
ル）は文字データ信号の振幅の平均値すなわち中
間レベルに収束する為、上記変動があつても調整
の必要がない。

第３に、積分器に通す前に文字データ信号のほ
ぼ中間レベルにスライス電圧をプリセツトするこ
とにより、積分器に通して文字データ信号の平均
レベル迄立上げる時間を非常に短くすることがで
き、CR信号の前半部で起りやすい誤つたFC検出
の確率を大幅に下げることができる。更に、本発
明の回路によれば、プリセツト電圧を電源変動や
温度変化に対して非常に安定に作ることができ
る。

第４に、スライスする前の文字データ信号は前
述の如く帯域制限を受けてなまつている為、スラ
イスする時の振幅が小さいと、スライスレベルの
雑音等による変動でスライスデータはジツターし
やすいが、本発明のように入力映像信号のペデス
タル部をクランプして増幅し、映像信号の平均レ
ベルが変化しても増巾器のセンター動作点が変ら
ないようにすることによつて、上記増巾器の文字
データ信号部分に対するダイナミツクレンジを大
きくすることができ、増幅度も大きくとれて、ス
ライス後のジツターを少くすることができる。

第５に、本発明の回路は積分器部分を除けば集
積化しやすい回路となつており、従つてこれを集
積回路で作成することにより非常に安価に得るこ
とができるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図はテレビジヨン信号に多重化される文字
データ信号の波形図、第２図は従来例のデータス
ライス回路のブロツク図、第３図は本発明の一実
施例におけるデータスライス回路のブロツク図、
第４図，第５図はその動作を説明するための波形
図、第６図はその一部の具体回路の回路図、第７
図はその中の増幅器の動作点を説明するための波
形図である。 ３，６……クロツクランイン信号、４，７……
フレーミングコード信号、９……アンテナ、１０
……映像復調器、１１……テレビジヨン複合映像
信号、１５……データスライス回路、１６……テ
レビジヨン複合映像入力端子、１７……クランプ
パルス入力端子、１８……平均値検出ゲートパル
ス入力端子、１９……スライスデータ出力端子、
２０……同期分離回路、２１……データサンプリ
ングクロツク発生回路、２２……モノマルチ、２
３……フリツプフロツプ、２４……フレーミング
コード検出器、２５……クランプ回路、２６……
増巾器、２７……電圧比較器、２８……第１のア
ナログゲート、２９……積分器、３０……レベル
シフト回路、３１……第２のアナログゲート、３
２……パルス整形回路、３３，３４……バイアス
電源、３７……インバータ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ テレビジヨン信号の予め定められた水平走査
   期間に重畳され帯域制限を受けた第１の２値信号
   を受信しこれをスライスして第２の２値信号を再
   生するデータスライス回路を備え、このデータス
   ライス回路は、前記第１の２値信号の重畳された
   複合映像信号を増巾して第３の信号を得る増幅手
   段と、前記第３の信号を第１のアナログゲートを
   通して積分器に供給しその出力として第１のアナ
   ログゲートが閉じている期間は前記積分器の入力
   に応じて積分した出力を、第１のアナログゲート
   が開放した後は開放する直前の積分器の出力をホ
   ールドした第４の信号をそれぞれ得る手段と、前
   記第３の信号を一定電圧だけレベルシフトする手
   段と、前記レベルシフトされた信号を第２のアナ
   ログゲートを通して水平同期信号の後部で輝度信
   号がペデスタルレベルにある一定の期間前記積分
   器の第４の信号出力をそのペデスタルレベルに設
   定する手段と、前記第３の信号と第４の信号とを
   電圧比較しこの電圧比較出力信号として前記第２
   の２値信号を再生する電圧比較器とを備えたこと
   を特徴とするデータスライス回路。 ２ 増幅手段は、第１の２値信号を一番大きく増
   巾できるように入力信号をクランプする手段を有
   するものであることを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載のデータスライス回路。