JPS6248262A - 安定化電源回路 - Google Patents
安定化電源回路Info
- Publication number
- JPS6248262A JPS6248262A JP18782785A JP18782785A JPS6248262A JP S6248262 A JPS6248262 A JP S6248262A JP 18782785 A JP18782785 A JP 18782785A JP 18782785 A JP18782785 A JP 18782785A JP S6248262 A JPS6248262 A JP S6248262A
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- Japan
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- power supply
- circuit
- control circuit
- switching
- switching control
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- Pending
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（ａ）技術分野
この発明は、比較的高周波の発振周波数でスイッチング
制御を行い、且つ一次側と二次側を絶縁した安定化電源
回路に関する。
制御を行い、且つ一次側と二次側を絶縁した安定化電源
回路に関する。
（ｂｌ従来技術とその欠点
一次側と二次側を絶縁した電源回路は種々の目的で用い
られる。例えばその電源回路によって動作する回路の発
生した雑音が電源の一次側に影響を与えないようにする
場合や、逆に電源回路の一次側から流入する雑音による
影響を除去するためにも作動である。また船舶等におい
ては、配電の漏洩検査が行われるが、このような場合航
法装置の電源回路はその一次側と二次側が絶縁されてい
る必要がある。
られる。例えばその電源回路によって動作する回路の発
生した雑音が電源の一次側に影響を与えないようにする
場合や、逆に電源回路の一次側から流入する雑音による
影響を除去するためにも作動である。また船舶等におい
ては、配電の漏洩検査が行われるが、このような場合航
法装置の電源回路はその一次側と二次側が絶縁されてい
る必要がある。
従来、このような絶縁型の電源回路は一次側入力電源で
動作するスイッチング制御回路を設け、二次側からホト
カプラを介してスイッチング制御回路へ帰還をかけて、
出力電圧の安定化を行っている。しかしながら、そのス
イッチング周波数は装置の使用周波数帯域にある場合、
電源電圧に重畳された雑音成分が問題となる場合がある
。例えば航法装置としてロランは１００ Ｋ１１ｚ、デ
ツカは７０〜１３０ＫＩＩｚ等の周波数帯域を用いるが
、電源回路のスイッチング周波数がこの周波数帯域に近
い場合、電源回路のスイッチング周波数の雑音成分がア
ンテナ経路に入り、正確な測位を行うことができない場
合がある。また電源回路のスイッチング周波数がこの使
用周波数帯域より多少低い場合でも、その高調波成分が
問題となる。したがって、電源回路のスイッチング周波
数は上記の例では２００ＫＨｚ程度まで高める必要があ
る。このような高周波でスイッチングを行う場合、上記
のようにホトカプラを介して帰還させることは、そのホ
トカプラの応答速度の特性上困難であった。
動作するスイッチング制御回路を設け、二次側からホト
カプラを介してスイッチング制御回路へ帰還をかけて、
出力電圧の安定化を行っている。しかしながら、そのス
イッチング周波数は装置の使用周波数帯域にある場合、
電源電圧に重畳された雑音成分が問題となる場合がある
。例えば航法装置としてロランは１００ Ｋ１１ｚ、デ
ツカは７０〜１３０ＫＩＩｚ等の周波数帯域を用いるが
、電源回路のスイッチング周波数がこの周波数帯域に近
い場合、電源回路のスイッチング周波数の雑音成分がア
ンテナ経路に入り、正確な測位を行うことができない場
合がある。また電源回路のスイッチング周波数がこの使
用周波数帯域より多少低い場合でも、その高調波成分が
問題となる。したがって、電源回路のスイッチング周波
数は上記の例では２００ＫＨｚ程度まで高める必要があ
る。このような高周波でスイッチングを行う場合、上記
のようにホトカプラを介して帰還させることは、そのホ
トカプラの応答速度の特性上困難であった。
（Ｃ）発明の目的
この発明の目的は、一次側と二次側を絶縁するとともに
、スイッチング周波数を高く設定し、雑音の不要輻射や
発生した雑音が回路に与える影響を少なくすることを可
能とした安定化電源回路を提供することにある。
、スイッチング周波数を高く設定し、雑音の不要輻射や
発生した雑音が回路に与える影響を少なくすることを可
能とした安定化電源回路を提供することにある。
＋ｄ）発明の構成および効果
この発明は要約すれば、帰還回路にホトカプラを用いる
ことなく、電源回路の二次側にスイッチング制御回路を
設け、しかもこのスイッチング制御回路に対して電源供
給を行う補助電源を設け、電源回路が起動すれば、この
補助電源の動作を停止するようにしたことを特徴とする
。
ことなく、電源回路の二次側にスイッチング制御回路を
設け、しかもこのスイッチング制御回路に対して電源供
給を行う補助電源を設け、電源回路が起動すれば、この
補助電源の動作を停止するようにしたことを特徴とする
。
この発明によれば、スイッチング制御回路を電源回路の
二次側出力電源で動作させるため、帰還回路にホトカプ
ラを用いる必要がなく、周波数特性の問題をなくし、ス
イッチング周波数を高めることができる。このため電源
回路が発生する雑音成分は回路に影響を与えないような
高い周波数に設定することができる。また補助電源は電
源回路の起動時のみ動作するため、その補助電源の回路
は低容量の回路として構成することができ、補助電源を
設けることによる装置の大型化を防ぐことができる。さ
らに定常状態においては補助電源の動作が停止している
ため、補助電源は雑音を発生せず、そのための雑音防止
対策は不要である。
二次側出力電源で動作させるため、帰還回路にホトカプ
ラを用いる必要がなく、周波数特性の問題をなくし、ス
イッチング周波数を高めることができる。このため電源
回路が発生する雑音成分は回路に影響を与えないような
高い周波数に設定することができる。また補助電源は電
源回路の起動時のみ動作するため、その補助電源の回路
は低容量の回路として構成することができ、補助電源を
設けることによる装置の大型化を防ぐことができる。さ
らに定常状態においては補助電源の動作が停止している
ため、補助電源は雑音を発生せず、そのための雑音防止
対策は不要である。
ｔｅｌ実施例
第１図はこの発明の実施例である安定化電源回路のブロ
ック図である。Ｔ１は主トランスであり、その一次側と
二次側を電気的に絶縁している。
ック図である。Ｔ１は主トランスであり、その一次側と
二次側を電気的に絶縁している。
２はスイッチング回路であり、ＭＯ３＋−ランジスタＱ
２とトランスＴ２からなり、このトランスの二次側電圧
によってＭＯ３ＬランジスタＱ２をスイッチングする。
２とトランスＴ２からなり、このトランスの二次側電圧
によってＭＯ３ＬランジスタＱ２をスイッチングする。
主トランスＴ１の二次側（Ｓ）にはダイオードＣＲ３と
コンデンサＣ３を接続し、整流と平滑を行って出力電圧
を発生する。ＭＯＳトランジスタＱ２の思通時間を制御
することによって出力電圧を制御することができる。ス
イッチング制御回路３はこの電源回路の出力電圧■０の
可変抵抗ＶＲを介した信号ＳＯを入力し、スイッチング
回路２に対してドライブ信号Ｓ１を出力し、電圧■０を
一定に保つ。このスイッチング制御回路３は主トランス
Ｔ１の二次側の電圧、即ちＶＯを電源として動作するが
、その電源回路の電源スィッチＳＷの投入直後は電圧Ｖ
Ｏが発生していないため、スイッチング制御回路３は動
作しない。補助電源４はこのような電源投入直後の過渡
状態においてスイッチング制御回路４に対して電源電圧
を供給するための電源である。この補助型＃４は電源ス
ィッチＳＷの投入直後に出力電圧■１を発生するが、ス
・イツチング制御回路３がこの電源によってスイッチン
グ回路２を制御することによって、この電源回路の出力
電圧ＶＯが発生し安定化する。このように安定化したと
きスイッチング制御回路３は補助電源４に対して停止信
号Ｓ２を出力する。補助電源４はこの信号によってその
動作を停止し、スイッチング制御回路３に対して電源供
給を停止する。以降、スイッチング制御回路３は主トラ
ンスＴＩの二次側からの電源供給によってその動作を維
持する。尚、主トランスＴＭ〜、補助電□、）何ゎも一
次側よ二次側を電気的に絶縁しているため、この電源回
路の入力と出力は絶縁状態にある。
コンデンサＣ３を接続し、整流と平滑を行って出力電圧
を発生する。ＭＯＳトランジスタＱ２の思通時間を制御
することによって出力電圧を制御することができる。ス
イッチング制御回路３はこの電源回路の出力電圧■０の
可変抵抗ＶＲを介した信号ＳＯを入力し、スイッチング
回路２に対してドライブ信号Ｓ１を出力し、電圧■０を
一定に保つ。このスイッチング制御回路３は主トランス
Ｔ１の二次側の電圧、即ちＶＯを電源として動作するが
、その電源回路の電源スィッチＳＷの投入直後は電圧Ｖ
Ｏが発生していないため、スイッチング制御回路３は動
作しない。補助電源４はこのような電源投入直後の過渡
状態においてスイッチング制御回路４に対して電源電圧
を供給するための電源である。この補助型＃４は電源ス
ィッチＳＷの投入直後に出力電圧■１を発生するが、ス
・イツチング制御回路３がこの電源によってスイッチン
グ回路２を制御することによって、この電源回路の出力
電圧ＶＯが発生し安定化する。このように安定化したと
きスイッチング制御回路３は補助電源４に対して停止信
号Ｓ２を出力する。補助電源４はこの信号によってその
動作を停止し、スイッチング制御回路３に対して電源供
給を停止する。以降、スイッチング制御回路３は主トラ
ンスＴＩの二次側からの電源供給によってその動作を維
持する。尚、主トランスＴＭ〜、補助電□、）何ゎも一
次側よ二次側を電気的に絶縁しているため、この電源回
路の入力と出力は絶縁状態にある。
第２図はこの発明の実施例である安定化電源回路の具体
的回路図であり、第１図に示した補助電源４とスイッチ
ング制御回路３の内容を具体的な回路として表している
。補助電源４は自動発振式のインバータ回路よりなる電
源回路である。トランジスタＱｌ、抵抗Ｒ１およびＲ２
，コンデンサＣＩ、トランスＴ３よりブロッキング発振
回路を構成している。トランスＴ３の一次側はＬＬ、Ｌ
２の磁気結合と、トランジスタＱ１の増幅率によって発
振条件を満足するよう各部品の定数を設定している。こ
のトランスＴ３は一次側ＬＬ、Ｌ２と二次側Ｌ３は電気
的に絶縁している。二次側コイルＬ３に発生した電圧は
ダイオードＣＲＩとコンデンサＣ２によって整流および
平滑し、電源電圧Ｖ１を発生する。尚、トランジスタＱ
１のベース−エミッタ間に接続しているホトカプラＵ１
の内蔵するホトトランジスタのインピーダンスが高い状
態のとき、発振動作する。
的回路図であり、第１図に示した補助電源４とスイッチ
ング制御回路３の内容を具体的な回路として表している
。補助電源４は自動発振式のインバータ回路よりなる電
源回路である。トランジスタＱｌ、抵抗Ｒ１およびＲ２
，コンデンサＣＩ、トランスＴ３よりブロッキング発振
回路を構成している。トランスＴ３の一次側はＬＬ、Ｌ
２の磁気結合と、トランジスタＱ１の増幅率によって発
振条件を満足するよう各部品の定数を設定している。こ
のトランスＴ３は一次側ＬＬ、Ｌ２と二次側Ｌ３は電気
的に絶縁している。二次側コイルＬ３に発生した電圧は
ダイオードＣＲＩとコンデンサＣ２によって整流および
平滑し、電源電圧Ｖ１を発生する。尚、トランジスタＱ
１のベース−エミッタ間に接続しているホトカプラＵ１
の内蔵するホトトランジスタのインピーダンスが高い状
態のとき、発振動作する。
スイッチング制御回路３は誤差アンプＥＡ、ＰＷＭコン
パレータＰＣ，パルスステアリンク回路等を内蔵したス
イッチングレギュレータ用ＩＣである。誤差アンプＥＡ
Ｏ十端子に信号ＳＯが入力されるが、この信号はこの電
源回路の出力電圧■０の可変抵抗ＶＲと抵抗Ｒ３によっ
て分圧された電圧である。一方、誤差アンプの一端子に
は基準電圧電源Ｖｒを接続している。したがって、この
誤差アンプＥＡの出力はある電圧を中心として電圧Ｖｒ
とＳＯの差の電圧に比例した電圧となる。
パレータＰＣ，パルスステアリンク回路等を内蔵したス
イッチングレギュレータ用ＩＣである。誤差アンプＥＡ
Ｏ十端子に信号ＳＯが入力されるが、この信号はこの電
源回路の出力電圧■０の可変抵抗ＶＲと抵抗Ｒ３によっ
て分圧された電圧である。一方、誤差アンプの一端子に
は基準電圧電源Ｖｒを接続している。したがって、この
誤差アンプＥＡの出力はある電圧を中心として電圧Ｖｒ
とＳＯの差の電圧に比例した電圧となる。
ＯＳＣは鋸歯状波発振回路であり、ＰＷＭコンパレータ
ＰＣはこの一方の端子に鋸歯状波を入力し、他方の端子
に前記誤差アンプＥＡの出力電圧を入力する。したがっ
て、ＰＷＭコンパレータＰＣの出力は誤差アンプＥＡの
出力電圧を鋸歯状波発振回路ＯＳＣの基本周波数でパル
ス幅変調した信号となる。したがって必要に応じてＯＳ
Ｃの発振周波数を高周波に設定して用いる。ＦＦはＤ型
フリップフロップであり、そのＱ出力とζ出力をノアゲ
ートＮ０Ｒ１とＮ０Ｒ２の一方の端子に接続している。
ＰＣはこの一方の端子に鋸歯状波を入力し、他方の端子
に前記誤差アンプＥＡの出力電圧を入力する。したがっ
て、ＰＷＭコンパレータＰＣの出力は誤差アンプＥＡの
出力電圧を鋸歯状波発振回路ＯＳＣの基本周波数でパル
ス幅変調した信号となる。したがって必要に応じてＯＳ
Ｃの発振周波数を高周波に設定して用いる。ＦＦはＤ型
フリップフロップであり、そのＱ出力とζ出力をノアゲ
ートＮ０Ｒ１とＮ０Ｒ２の一方の端子に接続している。
図より明らかなようにＰＷＭコンパレータＰＣの出力Ｐ
１が“Ｈ″レベルときいずれのノアゲートもその出力が
“Ｌ”レベルであり、Ｉ・ランジスタＱ３とＱ４のいず
れもオフ状態である。ＰＷＭコンパレータの出力Ｐ１が
″Ｌ″レベルの状態においてフリップフロップの出力Ｑ
が“Ｌ″レベルあればＮ０ＲＩの出力が“■（”レベル
となり、トランジスタＱ３がオンする。またζ出力が”
Ｌ”レベルであればＮ０Ｒ２の出力が“Ｈ”レベルとな
り、トランジスタＱ４がオンする。フリップフロップＦ
Ｆはそのクロック端子Ｔに前記ＰＷＭコンパレータＰＣ
の出力をインバータ■１を介して供給しているため、パ
ルス幅変調された信号Ｐ１が立ち上がるタイミングでそ
の状態を反転する。このようにして信号Ｐ１のパルス幅
に応じてトランジスタＱ３およびＱ４の導通時間を制御
し、トランスＴ２の一次側をスイッチングし、これによ
ってＭＯ３Ｉ−ランジスタＱ２をスイッチングする。尚
、スイッチング制御計回路として富士通製ＩＣＭＢ３７
５９．ＭＢ３７６０等を用いることができる。
１が“Ｈ″レベルときいずれのノアゲートもその出力が
“Ｌ”レベルであり、Ｉ・ランジスタＱ３とＱ４のいず
れもオフ状態である。ＰＷＭコンパレータの出力Ｐ１が
″Ｌ″レベルの状態においてフリップフロップの出力Ｑ
が“Ｌ″レベルあればＮ０ＲＩの出力が“■（”レベル
となり、トランジスタＱ３がオンする。またζ出力が”
Ｌ”レベルであればＮ０Ｒ２の出力が“Ｈ”レベルとな
り、トランジスタＱ４がオンする。フリップフロップＦ
Ｆはそのクロック端子Ｔに前記ＰＷＭコンパレータＰＣ
の出力をインバータ■１を介して供給しているため、パ
ルス幅変調された信号Ｐ１が立ち上がるタイミングでそ
の状態を反転する。このようにして信号Ｐ１のパルス幅
に応じてトランジスタＱ３およびＱ４の導通時間を制御
し、トランスＴ２の一次側をスイッチングし、これによ
ってＭＯ３Ｉ−ランジスタＱ２をスイッチングする。尚
、スイッチング制御計回路として富士通製ＩＣＭＢ３７
５９．ＭＢ３７６０等を用いることができる。
誤差アンプＥＡは信号ＳＯが低電圧のときその出力電圧
が最も低（なり、この状態でインバータ■２の出力は“
Ｈ”レベルであるが、この電源回路の出力電圧■０が安
定化し、これに伴って信号ＳＯの電圧が上昇することに
よって誤差アンプＥＡの出力電圧も上昇する。この電圧
が一定レベルに達したときインバータＩ２の出力Ｓ２が
“Ｌ”レベルとなる。信号Ｓ２が“Ｌ”レベルとなった
とき、発光ダイオードが点灯し、ホトダイオードのイン
ピーダンスが低下する。これによってトランジスタＱｌ
のベース−エミッタ間の電圧が低下り゛ し、補助電源４のブロッキンナ発振が停止する。
が最も低（なり、この状態でインバータ■２の出力は“
Ｈ”レベルであるが、この電源回路の出力電圧■０が安
定化し、これに伴って信号ＳＯの電圧が上昇することに
よって誤差アンプＥＡの出力電圧も上昇する。この電圧
が一定レベルに達したときインバータＩ２の出力Ｓ２が
“Ｌ”レベルとなる。信号Ｓ２が“Ｌ”レベルとなった
とき、発光ダイオードが点灯し、ホトダイオードのイン
ピーダンスが低下する。これによってトランジスタＱｌ
のベース−エミッタ間の電圧が低下り゛ し、補助電源４のブロッキンナ発振が停止する。
したがってスイッチング制御回路３に対して補助電源４
からの電力供給はしゃ断される。
からの電力供給はしゃ断される。
第１図はこの発明の実施例である安定化電源回路のブロ
ック図、第２図はその具体的回路図をそれぞれ表す。 ＴＩ−主トランス、２−スイッチング回路、３−スイッ
チング制御回路、４−補助電源、Ｕｌ−ホトカプラ、Ｓ
２−停止信号。
ック図、第２図はその具体的回路図をそれぞれ表す。 ＴＩ−主トランス、２−スイッチング回路、３−スイッ
チング制御回路、４−補助電源、Ｕｌ−ホトカプラ、Ｓ
２−停止信号。
Claims (2)
- （１）一次側にスイッチング回路を有する主トランスと
、その一次側と絶縁された二次側出力を帰還して前記ス
イッチング回路の制御を行うスイッチング制御回路とを
備えるものにおいて、 一次側に主電源が供給され、その一次側と絶縁された二
次側に前記スイッチング制御回路の電源電圧を発生する
補助電源部を有し、前記スイッチング制御回路に、前記
主トランスの二次側出力が安定するまでは前記補助電源
からの電源供給を受け入れ、安定後は前記主トランスの
二次側からの電源供給を受け入れる電源選択手段を設け
たことを特徴とする安定化電源回路。 - （２）前記補助電源部をＤＣ／ＤＣインバータで構成す
るとともに、前記電源選択手段は、前記主トランスの二
次側からの電源供給を受けた時、前記補助電源の一次側
の発振を停止する発振停止信号を発生するホトカプラを
含む特許請求の範囲第１項記載の安定化電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18782785A JPS6248262A (ja) | 1985-08-26 | 1985-08-26 | 安定化電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18782785A JPS6248262A (ja) | 1985-08-26 | 1985-08-26 | 安定化電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6248262A true JPS6248262A (ja) | 1987-03-02 |
Family
ID=16212925
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18782785A Pending JPS6248262A (ja) | 1985-08-26 | 1985-08-26 | 安定化電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6248262A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01150483U (ja) * | 1988-04-05 | 1989-10-18 | ||
| JPH01295668A (ja) * | 1988-05-20 | 1989-11-29 | Fujitsu Ltd | 交換機用電源装置 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5529234A (en) * | 1978-08-17 | 1980-03-01 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Power supply device |
| JPS5785579A (en) * | 1980-11-17 | 1982-05-28 | Fujitsu Ltd | Dc/dc converter |
-
1985
- 1985-08-26 JP JP18782785A patent/JPS6248262A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5529234A (en) * | 1978-08-17 | 1980-03-01 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Power supply device |
| JPS5785579A (en) * | 1980-11-17 | 1982-05-28 | Fujitsu Ltd | Dc/dc converter |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01150483U (ja) * | 1988-04-05 | 1989-10-18 | ||
| JPH01295668A (ja) * | 1988-05-20 | 1989-11-29 | Fujitsu Ltd | 交換機用電源装置 |
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