JPS6260917B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は自己消弧能力を有する半導体素子（以
下素子）を利用した自励変換装置に係り、特に構
造を改良し素子の電圧ストレスの低減と高効率化
を図た変換装置に関する。

サイリスタを用いた自励変換装置はチヨツパや
自励インバータとして広く使用されている。第１
図はマクマレーベツドフオードインバータとして
良く知られた自励インバータ回路であるが、サイ
リスタ自身では自己消弧能力がない為、転流回路
を設けてサイリスタをオフしている。

第１図において、１と２は直流給電線、３は平
滑コンデンサ、４と５はサイリスタ、６と７は互
いに結合した転流リアクトル、８と９は転流コン
デンサ、１０と１１は帰還ダイオード、１２は交
流給電線、１３と１４はスナバ回路である。この
回路の動作は多くの本に記されており詳述する迄
もないが、本発明を説明するのに必要な動作上の
差異を明らかにしておく為に以下簡単に動作を説
明する。

サイリスタ４がオンしており、交流給電線１２
から図示しない負荷に向つて電流Ｉ_Lが流れてい
る状態では、転流コンデンサ８の電荷は０、転流
コンデンサ９は直流電圧Ｅに充電されている。こ
こでサイリスタ５をオンすると転流リアクトル７
に転流コンデンサ９の電圧Ｅが印加され、転流リ
アクトル７と結合した転流リアクトル６にもＥが
誘起する。転流コンデンサ８の電圧は０、転流リ
アクトル６の電圧はＥであるから、サイリスタ４
には逆圧Ｅが印加されてオフする。転流リアクト
ル６に流れていた電流Ｉ_Lはその瞬間転流リアク
トル７に移る。転流コンデンサ８を通して直流電
源より負荷と転流リアクトル７へ、又転流コンデ
ンサ９の電荷は負荷と転流リアクトル７へ流れる
その結果転流コンデンサ９の電圧がＥ／２になる
と転流リアクトル６と７に生ずる電圧の和がＥと
なり、サイリスタ４に加わる逆圧は０となる。更
に転流コンデンサ９が放電し転流コンデンサ８が
充電されるに従つてサイリスタ４には正の電圧が
印加される。こうしてサイリスタ４から５へ転流
が行なわれるが、実際にはサイリスタと転流リア
クトルと転流コンデンサの第１閉ループと転流コ
ンデンサと平滑コンデンサ３又は図示しない直流
電源との第２閉ループ内には漂遊インダクタンス
が含まれる為動作がやゝ異なる。この漂遊インダ
クタンスがあると、サイリスタ５をオンしたとき
に双方のサイリスタが同時にオンしている重なり
期間が生ずる。この重なり期間が余り長いと、転
流出来なくなつてしまうが、ある程度ないとサイ
リスタがオンしたときの電流の立ち上り（通常
di／dt）を抑制できない。その意味で漂遊インダ
クタンスがある程度あつた方が望ましい第２図ａ
とｂはサイリスタ４がオフする際の電流と電圧の
波形をそれぞれ示したものである。電流がある勾
配で減衰し０になつたあとサイリスタ内の蓋積キ
ヤリアが排出し逆回復電流が最大に達した時刻t₁
にサイリスタに逆圧が印加される。逆回復電流が
０になるときの勾配di_R／dtはサイリスタ固有の
特性で左右されるが、サイリスタ４にはLdi_R／dt
（ここでＬは転流リアクトル６のインダクタン
ス）の電圧が逆圧Ｅに重畳してサージ逆電圧ｖ_ps
を生ずる。この電圧を抑える為にスナバ回路１３
が挿入される。スナバ１４も同様にサイリスタ５
のサージ逆電圧を抑制する為に挿入される。この
スナバ回路のコンデンサは、大体0.5〜0.1μＦ、
抵抗は10〜100Ω程度である。

以上を要約すると第１図の回路ではサイリスタ
のスナバ回路はサイリスタの逆回復電流（通常負
荷電流の1/10以下のオーダで漂遊インダクタンス
が大きい程小さくなる）による過電圧を吸収する
為に設けること及び回路の漂遊インダクタンスは
サイリスタのdi／dt抑制に効果があることであ
る。

一方第３図に示すようなゲートターンオフサイ
リスタ（GTO）、これは自己消弧能力を有する素
子の１例として、挙げたものであるが、この回路
においてはスナバ回路が果す役割が極めて大き
い。第３図において２１，２２は直流給電線２３
はコンデンサ、２４，２５はGTO、２６，２７
はゲート回路、２８，２９は帰還ダイオード３０
は交流給電線、３１，３２はスナバ回路、３３は
漂遊インダクタンスをそれぞれ示す。第３図で
GTO２４がオンしており交流給電線３０を経て
図示しない負荷にＩ_Lを供給している状態で、ゲ
ート回路２６から負のゲート電流をGTO２４の
ゲートカソード間に流すと、GTO２４はオフに
転ずる。負荷電流Ｉ_Lはすぐには０にならないの
でダイオード２９が導通し、直流電源の負側から
負荷へ向けて電流が流れ続ける。その後GTO２
５をオンさせる。第４図ａとｂは、GTO２４が
オフする際の電流と電圧の波形をそれぞれ示した
ものである。

GTOの両端に電圧が発生することによつて、
電流が減衰するので第２図のサイリスタとは波形
を全く異にする漂遊インダクタンス３３の電流は
GTO２４がオフしても直ちに０又は反転し得な
いので、GTO２４のスナバ回路３１に流れ込
む。スナバ回路３１はコンデンサ３１１とダイオ
ード３１２の直列回路、ダイオード３１２と並列
に抵抗３１３が接続されている。漂遊インダクタ
ンス３３の電流で、コンデンサ３１１が充電され
交流給電線３０の電位が０になるとダイオード２
９が導通する。その後漂遊インダクタンス３３の
電流が０又は反転して−Ｉ_Lに達する迄コンデン
サ３１１の電圧は上昇するGTO２４の両端に加
わる電圧、即ちコンデンサ３１１の電圧が高い程
それだけ高耐圧のGTOを使用しなければならな
くなるので、コンデンサ３１１の容量は出来るだ
け大きい程、漂遊インダクタンス３３による電圧
上昇は減少して望ましいが、それと共に損失が増
加する。これを定量的に示すと漂遊インダクタン
ス３３の大きさをＬコンデンサ３１１の容量を
Ｃ、電流をＩ_L直流電圧をＥ周波数をｆとすると
コンデンサの電圧はＥ＋√Ｉ、損失は１／２ （LI²＋CE²）ｆとなる。

これ迄トランジスタやGTOは小容量のものが
主体でＥもＩも小さく、又装置も小さいので必然
的に漂遊インダクタンスＬも小さい（漂遊インダ
クタンスは配線長で決まる）、従つて損失も少な
かつた。しかしGTOやトランジスタの大容量化
が進み、例えばＥ＝500V、Ｉ＝500A、Ｌ＝５μ
Ｈ、Ｃ＝２μFf＝1000Hzとすると、１素子当り
のスナバ損失は875Wとなり、これは３相インバ
ータで換算して２％強の損失になる。又素子に加
わる電圧は1290Vとなるから、1300Vの素子を使
うとすれば２ケ直列に接続しなければならず不経
済である。この一つの解決策として、第５図に一
点鎖線で示したスナバ回路３３をGTOとダイオ
ードのスタツクへ給電する直流給電線の両端に接
続する方法がある。これによつて素子に印加され
る電圧ストレスと、回路損失との低域はある程度
出来るが、十分なものでなく、更に部品が増加す
る。

本発明の目的は大容量の自己消弧能力を有する
半導体素子を利用した自励変換装置に適合した構
造を採用することにより半導体素子の電圧ストレ
スの低減と高効率化ひいては部品及び装置の小形
化を図つた変換装置を提供することにある。

本発明は漂遊インダクタンスの出来るだけ小さ
な構造を自励変換装置に採用することによつて、
達成されるものであり、第６図と第７図にその一
実施例を示す。

第６図は単相GTOインバータの回路図であ
る。第３図と同一の部品は同一番号を付し説明を
略する。３４と３５はGTO、３８，３９はダイ
オード、４０は交流給電線、２１_１，２１_２，２
２_１および２２_２は直流給電線である。又２０_１
はGTO２４とダイオード２９あるいはGTO３４
とダイオード３９のようにGTOの陰極側とダイ
オードの陰極を接続した第１の直列回路を指し、
２０_２はダイオード２８とGTO２５あるいはダ
イオード３８とGTO３５のようにダイオードの
陽極とGTOの陽極側を接続した第２の直列回路
を指す。ここでGTOの陽極側、陰極側とはGTO
の陽極又は陰極直接の場合とヒユーズやdv／dt
保護リアクトル等を挿入する場合を含む表現であ
る。

本発明においては、コンデンサ２３からGTO
回路を通り交流給電線３０と４０が直流給電線２
１_２，２２_２と交叉する迄の経路を図の如く相互
に大きさが等しく方向が反対の電流を流す給電線
を近接配置する。図中矢印の向きに電流が流れる
ものとすると直流給電線２１_１と２２_１を又直流
給電線２２_２と交流給電線３０と４０を近接させ
又GTO２５と３４がオンする場合の為に更に直
流給電線２１_２と交流給電線３０と４０を近接さ
せるものとする。具体的な構造図を第７図に示
す。第７図においてGTO２４，２５，３４，３
５とダイオード２８，２９，３８，３９は冷却フ
イン４１と絶縁物４２を介して図のように圧接さ
れたスタツク４３_１，４３_２として上下２段に配
設され、コンデンサ２３はこれらスタツク４３_１
と４３_２の近傍に配置されている。スタツク４３
_１，４３_２からコンデンサ２３迄の直流給電線は
第６図に示した直流給電線とは一部接続順序が異
なるので別の記号を付して区別してある。

第７図において、GTO又はダイオードとコン
デンサ２３に至る直流給電線２１_３と２２_３，２
１_４と２２_４は夫々交流給電線３０と４０を間に
はさむような形で近接配置され、更に交流給電線
４０は一方の交流給電線３０の近く迄直流給電線
２１_３と２２_３と近接させ、その後図示しない負
荷に接続する。

上記のような構成において、第６図に示すよう
にGTO２４と３５が導通して矢印のような電流
が流れているものとすると第７図においても正負
の直流給電線間又は直流給電線と交流給電線間の
近接した箇所の電流は反対となり、これらの給電
線が作る磁界が相殺され、インダクタンスが1/4
〜1/10に激減する。この結果先に引用した例にお
いて、本発明を適用することによつてＬが１μＨ
以下となり、素子に加わる電圧は854V（66％）、
スナバ損失は375V（43％）になり著しい改善が
為されることが判明した。

前記第１の直列回路と第２の直列回路を２組ず
つ使用すると第６図に示す単相インバータが構成
されるが、３組ずつ使用すると３相インバータと
なる。この場合交流給電線は３本でることになる
が、これらの給電線をスタツクから直接負荷へ接
続せず、必ず直流給電線の一部と、近接させつつ
１ケ所に集中させるような形とする。但し飽く迄
交流給電線そのもののインダクタンスを減らすこ
とが目的ではなく、直流給電線のインダクタンス
を減らすことを目的としたものである。又これら
の単相又は３相インバータを単位インバータとし
て複数組使用して構成する多段変換装置において
も、少く共単相又は３相の単位インバータ毎に交
流給電線を直流給電線の一部と近接させつつ、一
ケ所に集中して、負荷多くの場合変圧器に接続し
ていくことにする。

第８図と第９図は本発明の他の実施例である。
前記第１の直列回路のダイオードの陰極と、第２
の直列回路のダイオードの陽極とを直接接続せず
中点付リアクトル５１と５２が挿入されている点
が第６図と異なる点である。

この中点付リアクトルは例えばGTO２４がタ
ーンオンした瞬間GTO２５に急峻な電圧変化
dv／dtが加わるのを防止する為のもので中点か
ら負荷へ給電される。このような場合は、第９図
においてスタツクへ接続される直流給電線２１_３
及び２２_３と交流給電線３０及び４０とを、又直
流給電線２１_４及び２２_４と交流給電線４０とを
近接させることが困難となるので、スタツクから
中点付リアクトル５１と５２を結ぶ線３０_１と３
０_２又４０_１と４０_２を直流給電線に近接させ
る。又第８図の中点付リアクトルの代りに第１０
図に示すようなリアクトル５３とダイオード５４
から成る保護回路をコンデンサ２３と直列に挿入
したり、直流給電線の一部に挿入したりする場
合、第１１図のようにダイオード５４とコンデン
サ２３との接続線を近接又はよりあわせるなどの
処置をしてインダクタンスの増加を防止する。ヒ
ユーズを挿入する場合も同様である。

以上述べた変換装置ではコンデンサ２３は直流
電源の一部で、図示しない直流供給源に接続され
ていて、該変換装置を経て交流側に設けた負荷に
給電されるものとした。最近このような変換装置
を交流系統に接続し、進相・遅相の無効電力発生
装置として使用する試みが為されているが、直流
回路には直流供給源がなく、コンデンサ２３が接
続されているのみで（保護回路は別として）、変
換装置の損失は交流系統から供給される。この場
合にも本発明の変換装置の構造はそのまゝ適用さ
れることは明白である。

第１２図と第１３図は本発明の考え方をチヨツ
パに適用した例である。第１２図において６０は
直流電源、６１，６２，６４_１，６４_２，６５は
直流給電線、６３はリアクトルである。

GTO２４がオンの場合は直流電源６０から矢
印の向きの電流が流れている。GTO２４がオフ
するとリアクトル６３の、電流は図示しない負荷
とダイオード２９を介して環流する。GTOの電
圧ストレスとスナバ損失の点からは直流電源６
０、直流給電線６１，６２、GTO２４及びダイ
オード２９の閉ループの漂遊インダクタンスが小
さい程よい。直流給電線６４_１と６５が第１２図
に示すようにダイオード２９の両端子から出てい
く場合には、直流給電線６１と６２を近接または
より合わせを行ない、直流給電線６４_１と６５は
６１と６２のいずれにも近接させないようにす
る。もし直流給電線６５をダイオードの陰極の近
くのＡ点に接続せず直流電源６０の近くのＢ点に
接続した場合は、直流給電線の６４_１は、直流給
電線６１と６２に近接またはより合わせを行ない
つつ、Ｂ点のところから、リアクトル６３への接
続を行なうことにより漂遊インダクタンスを低減
する。第１３図は昇圧チヨツパの場合で、前記第
２の直列回路２０_２とコンデンサ６６に至る直流
給電線６４と６５を近接またはより合わせを行な
い、直流電源６０とリアクトル６３の直列回路と
の接続はGTO２５の陽極側と陰極側の近くで実
施する。

以上説明のように本発明はこれ迄述べてきた通
り、配線経路を考慮することによつて自己消弧素
子を有する半導体素子の電圧ストレスと回路損失
の著しい低減を同時に実現でき、更にそれによる
発熱部の減少と部品数の減少による装置全体の小
形化が達成されその工業的価値は極めて高い。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来装置の回路図、第２図は第１図の
動作を説明するための波形図、第３図は従来装置
の他の回路図、第４図は第３図の動作を説明する
ための波形図、第５図は従来装置の更に別の回路
図、第６図は本発明の一実施例を示す回路図、第
７図は第６図の具体的一例を示す構成図、第８図
は本発明の他の実施例を示す回路図、第９図は第
８のの構成図、第１０図乃至第１３図は本発明の
それぞれ異る他の実施例を示す回路図である。 ３，２３，６６……直流回路のコンデンサ、
８，９……転流コンデンサ、４，５……サイリス
タ、２４，２５，３４，３５……GTO、１０，
１１，２８，２９，３８，３９，５４……ダイオ
ード、６，７……転流リアクトル、１３，１４，
３３……スナバ回路、２６，２７……GTOのゲ
ート回路、２０_１……第１の直列回路、２０_２…
…第２の直列回路、６０……直流電源、６３……
リアクトル、４１……フイン、４２……絶縁物。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ １組のアームが少なくとも２個の直列接続さ
   れた自己消弧能力を有する半導体素子と、これら
   の素子にそれぞれ逆並列接続されるそれぞれのス
   ナバ回路から成り、このアームを少なくとも２組
   直流電源に並列接続して前記半導体素子を所定の
   順序で点弧して前記アームの直列接続点を介して
   商用周波数以上の周波数の交流を得るようにした
   変換装置において、前記直流電源から前記アーム
   に至る正負直流給電線を電流方向が逆となるよう
   に近接配置すると共に、交流負荷へ給電する交流
   給電線を前記直流給電線に近接配置したことを特
   徴とする変換装置。 ２ １組のアームが少なくとも陰極側を共通にし
   て直列接続された自己消弧能力を有するスナバ回
   路を備えた半導体素子とダイオードから成る第１
   の直列回路と、陽極側を共通にして直列接続され
   たダイオードと自己消弧能力を有するスナバ回路
   を備えた半導体素子から成る第２の直列回路と、
   この第１、第２の直列回路の直列接続点間に接続
   される中間タツプ付のリアクトルで構成され、こ
   のアームを少なくととも２組直流電源に並列接続
   して前記半導体素子を所定の順序で点弧して前記
   リアクトルの中間タツプを介して商用周波数以上
   の周波数の交流を得るようにした変換装置におい
   て、前記直流電源から前記アームに至る正負直流
   給電線を電流方向が逆となるように近接配置する
   と共に、前記アームから該アームの前記リアクト
   ルに至る交流給電線を前記直流給電線に近接配置
   したことを特徴とする変換装置。