JPS6264105A - 周波数変調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明はＰＬＬ　（フェーズロックドループ）回路を
用いた周波数（以下ＦＭという）変調器に関するもので
ある。

（従来の技術） 従来から通信機における送信キャリアの発生器として一
１’ＬＬ回路により制御された周波数シンセサイザが用
いられることがある。この場合一般にＰＬＬ回路中にお
ける電圧制御発振器にＦＭ変調をかけ、ＰＬＬ回路がＦ
Ｍ変調器として用いられる。

いまこのようなＰＬＬ回路をＦＭ変調器として用いた通
信機を、自動車電話器等の移動無線通信機を例にとり、
第９図を用いて説明する９図中材号ＡＮＴはアンテナ、
１は送受切替用の共用器。

２は第１混合器、３は中間周波増幅器、４は第２混合器
、５は局部発振器、Ｂは低周波出力端子。

７は制御回路、８は受信部シンセサイザで、これら第１
混合器〜受信部シンセサイザ８等により受信部が形成さ
れている。一方ＭＩＣはマイク、９はマイクアンプ、１
０は送信部シンセサイザで、マイクアンブ９の出力端子
は送信部シンセサイザＩＯにおける変調信号入力端子ｌ
ｅａに接続され、また送信部シンセサイザｌＯにおける
送信出力端子１０ｂは共用器１に接続され、さらにチャ
ンネル制御信号の入力端子１０ｃには制御回路７からの
制御信号線が接続されている。これらマイクＭＩＣ〜送
信部シンセサイザｌＯで送信部が形成されている。１１
は表示装置である。

そして、いま図示省略の電源が投入されると、制御回路
７がリセットされ初期値が設定されて待。

受状態となる。この待受状態で基地局からの着呼信号が
アンテナＡＮＴで受信されると、この着呼信号は、共用
器ｌ、第１混合器２、中間周波増幅器３および第２混合
器４を経て制御回路７に入力する。制御回路７は、この
着呼信号に対して応答信号を出力し、この応答信号は、
マイクアンプ９、送信部シンセサイザｌＯおよび共用器
１を経てアンテナＡＮＴから基地局へ送信される０次に
基地局から任意の通信チャンネル（８００チヤンネルの
うちのいずれか１チヤンネル）を指定する信号がアンテ
ナＡＮＴから入力し、前記の着呼信号と同経路で制御回
路７に入力する。制御回路７は、このチャンネル指定信
号に基づいたチャンネル制御信号を、送Φ受信部の両シ
ンセサイザ８．ｌＯにおける分周器に向けて出力し１両
シンセサイザ８．１０はこのチャンネル制御信号に対応
したチャンネルのキャリヤ周波数に切換えられる。この
後マイクＭＩＣから入力した音声信号が、マイクアンプ
９の部分で制御回路７から出力されるデータ送信出力（
デジタル信号）と混合され、これが変調信号となって変
調信号入力端子ｔ（ｌａから送信部シンセサイザ１０に
入力し、その送信出力端子１０ｂからはＦＭ変調された
キャリヤ信号が出力され、この出力信号が共用器ｌおよ
びアンテナＡＮＴを経て基地局に向けて発信される。こ
のように送φ受信部の両シンセサイザ８．１０は、６０
０チヤンネルの中から、基地局から指定された１つのチ
ャンネルを両シンセサイザ８，１０で速やかにアクセス
し、ロックしなければならないので短時間での早いチャ
ンネル切換特性が必要とされる。なお、上述の例ではチ
ャンネル数８００の場合について述べたが、この種の移
動無線通信機においては通常１０００チヤンネルのチャ
ンネル切換可能性を有することが必要されている。

第１０図は、上述のような移動無線通信機における送信
部シンセサイザ１０をさらに詳細に示す図で、ＰＬＬ回
路を用いたＦＭｉｌ調器の従来例を示すものである。同
図において符号１２は基準波発振器、１３は分周器でこ
の基準波発振器１２および分周器！３で基準波発振手段
が構成されている。１４は位相比較＝、　ｔ！ｊは低域
通過フィルタ、１８は電圧制御発振器（以下ｖＣＯとい
う）、１７は分周器、１０ａ、ｊｏｂ、１０ｃはそれぞ
れ第９図に示したものと同様の変調信号入力端子、送信
出力端子およびチャンネル制御信号の入力端子である。

そして、基準波発振器１２からの出力が分周器１３で分
周されて基準波発振手段から出力される基準信号の位相
と、ｖｃｏｉｅの出力を分周器１７で分周した比較信号
の位相とが位相比較器１４で比較され、その位相差に応
じた誤差電圧が発生する。ここで、分周器１７の分周比
は制御回路７で制御される。誤差電圧は低域通過フィル
ター５で帯域制限された後、制御電圧としてＶ　ＣＯＩ
ＥＩに印加され、比較信号の周波数が基準信号の周波数
と同一になるように制御される。即ち比較信号の位相は
基準信号の位相と同期した状態でロックされ、またこれ
と同時に変調信号入力端子１０ａからＶ　Ｃ０１Ｂに変
調信号が印加され、当該ｖ　ｃ　ｏ　ｔｏはＦＭ’ｉｉ
調信号発振器として動作して送信出力端子１０ｂからは
ＦＭ変調波が出力される。

上記の動作を数式を用いてさらに説明すると、Ｖ　Ｃ０
１８で発振する搬送波を Ｅ　　−Ｅｓｉｎ（２πｆ　　ｔ）、入力端子ｌｅａか
ＣＣ ら入力する変調信号の周波数をｆ　とすれば、送腸 信出力端子１０ｂから出力されるＦＭ変調波Ｅｆｒａは
。

Ｅ　　　＝Ｅｓｔｎ（２πｆ　　ｔ＋ ｒ膿　　　　　　　　　　Ｃ （Δｆ／ｆ　　）　ｓ　ｉ　ｎ　（２πｆ　　ｔ）　）
　＝　（Ｌ）１　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　ｌΔｆ；最大偏移量 となる。

また分周器１７の分周比を１／Ｍｌとすれば、この分周
器を介して出力される比較信号Ｅｆ　　’は鵬 （Δｆ／ｆ　　／　　Ｍｌ）ｓｉｎ（２πｆ　　ｔ））
謬履 ・・・・・・・・・・・・・・・　（２）したがって、
位相比較器１４に入力する比較信号はΔｆ／ｆ／Ｎｌの
ＦＭ変調がかかっている。

重 一方、位相比較器１４に入力する基準信号Ｅ。

同一にすることがロック成立の条件であるので基準発振
器１２の発振角周波数をＥｓ１ｎ２πｆｔｒ　　　　。

とし分周器１３の分周比を１／　Ｎ　２とすれば、とな
る様に基準発振器１２の発振角周波数と分周器１３の分
周比を選定すれば良いことになる。上記のよ）に位−相
比較器！４に入力する基準信号Ｅ　に対して、比較信号
Ｅ　′はΔｆ’／ｆ／ＭｌのＦＭ変ｆ■思 謂がかかっている。ＰＬ、Ｌ回路はこの比較信号Ｅ　　
・を基準信号Ｅ　の位相に近づけて同一とｆ■　　　　
　　　　ｒ するように応答する。このため変調信号の角周波数ωｍ
（ｘ２πｆ　　ａｔ）が、ＰＬＬ回路の応答速度を左右
する自然角周波数（ＰＬＬルーズの応答する限界角周波
数）ω　よりも低いと、ＰＬＬ回路はＦＭ９ｊｌｉ虞分
に応答してしまい位相比較器！４からは基準信号Ｅ　と
Δｆ／ｆ／Ｎ１のＦＭ変ｒ　　　　　　　　　　■ 調分とのずれに対応した誤差電圧を発生し、これによる
制御電圧でＶ　Ｏ０１Ｂが制御されて変調特性に影響を
与えてしまう。

これを、第１１図および第１２図によりさらに説明する
。第１１図は変調角周波数ω　と自然角周波数層 ω　との比ω　／ω　と、周波数位相誤差との関ｎ　　
　　　　　　　　　　ｌ　　　　　　　ｎ係つまりＰＬ
Ｌ回路の周波数位相誤差特性を示したものである。同図
中の縦軸におけるθ、は基準信号の位相、θ　は比較信
号の位相である。またダンピング係数ζをパラメータと
したときのω。

／ω　に対するレスポンス特性、つまりＰＬＬ回路の周
波数応答特性を示したのが第１２図である。

なお前記第１２図の特性はダンピング係数ζが０．７０
７のときのものである。

これらの特性図からも、前記の説明と同様に従来のＰＬ
Ｌ回路は自然角周波数ωｎより高い変調角周波数−ω、
に対しては追随しないが、低い変調角周波数ω　の変化
に対しては追随してしまうと曽 いうことが言える。このため従来のＰＬＬ回路を用いｆ
−ＦＭ変調器は、自然角周波数ω　を変調角周波数ω、
に影響しないように小さめｌの値に設計しなければなら
ない、また近時、変調信号としては音声信号（０，３〜
３ＫＨｚ　）だけでなく、前記第１０図の説明で述べた
ようにデータ周波数（０，０２〜１０ＫＨｚ）のような
さらに低い周波数の信号も用いるため、自然角周波数ω
　を一層小さく設定せざるを得なくチャンネル切換え時
間の反いもになってしまう、なおチャンネル切換え時間
ｔは　　−ω！Ｉｎ で表すことができる。

（発明が解決しようとする問題点） 従来のＰＬＬ回路を用いたＦＭ変調器にあっては、変調
信号周波数に対して影響しないようにその応答限界周波
数たる自然角周波数ω　を小さい値に設定せざるを得な
いので１次のような諸種の特性上の問題点があった。

（イ）低い周波数の変調においてディビエーシ璽ン（Ｒ
波数偏移）制御が不十分になる。

（ロ）プルイン時間が長くなりチャンネル切換え時間が
長くなってしまう。

（ハ）キャプチャーレンジが狭くなりロックできる周波
数が狭くなってしまう。

（ニ）過渡応答速度が遅くなってしまう。

（ホ）Ｓ／Ｎ比が悪化してしまう。

上記のようにＰＬＬ回路として必要不可欠な特性が得ら
れなくなってしまうという問題点があった。

この発明の目的は、上記した従来のＰＬＬ回路を用いた
ＦＭ変調器における問題点を解決すべくなされたもので
、（イ）広帯域にわたる変ｉｌＩ＠号に対しても十分な
ディビエーシ、ン制御特性が得られる。（ロ）プルイン
時間を短くでき、チャンネル切換え時間を速くできる。

（ハ）キャプチャーレンジを広くできロックできる周波
数範囲を広くできる。（ニ）過渡応答特性を速くするこ
とができる。（ホ）Ｓ／Ｎ比を向上させることができる
というＦＭ変調器を提供することにある。

（問題を解決するための手段） かかる目的を達成するために、本発明に係わる周波数変
調器は、基準発振手段から出力される基準信号と、電圧
制御発振器から出力される発振信号の成分である比較信
号とを位相比較器に導入し、前記基準信号の位相と比較
信号の位相とを当該位相比較器で比較し、該位相比較器
で検出された位相差に基づいて発振周波数が制御される
前記電圧制ｎ発振器に変調信号を加えて周波数変調波を
得る周波数変調器において、前記基準信号の導入線路に
位相補正回路を介在させ、該位相補正回路に前記変調信
号を加えることによって、前記比較信号に含まれる前記
変調信号の成分と同じ成分を前記基準信号に重畳させ、
前記位相比較器の出力が前記変調信号の影響を受けない
ように構成されている。

（作用） 位相比較器に対する基準信号の導入線路に位相補正回路
を介在させ、この位相補正回路に変調信号を加えること
によって、比較信号に含まれる変調信号の成分と同じ成
分を基準信号に重畳させたので、位相比較器の出力が変
調信号の影響を受けることがなく、ＰＬＬ回路は変調信
号に影響されずに作動する。したがってＰＬＬ回路の自
然角周波数ω　を変調角周波数ω、に無関係に十分大な
る値を設定することができる。

（実施例の説明） 以下この発明の実施例を第１図に基づいて説明する。第
１図において前記第９図および第１０図における機器等
と同一ないし均等のものは、前記と同一符号を以って示
し重複した説明を省略する。

まず、構成を説明すると、実施例においては位相比較器
１４に加える基準信号の導入線路に位相補正回路１８が
介在されている０位相補正回路１８は。

Ｖ　ＯＣ１８から出力する周波数変調波に含まれる変調
信号の成分を基準信号に重畳するもので、Ｆ−■コンバ
ータ１９、電圧制御増幅器（以下ＶＣＡという）２０、
および位相変調器２１で構成されている。そして変調信
号入力端子１０ａがＦ−Ｖコンバータ１９、およびＶＣ
Ａ２Ｇにそれぞれ接続されるトトモに、Ｆ−Ｖコンバー
タ１９の出力端子がｖＣＡ２０の制御端子に接続され、
ＶＣＡ２０の出力端子が位相変調器２１の変調信号入力
端子２１ａに接続されている０位相変調器２１における
基準信号入力端子２１ｂには分周器１３の出力端子が接
続され、この位相変調器２１の出力端子２１ｃが位相比
較器１４の基準信号入力端子に接続されている。なお位
相変調器２１については、その内部の回路構成の詳細を
後述する。

次に作用を説明する。

変調信号入力端子１０ａからの変調信号がＶＣｏｌＢに
入力して、当該ＶＣ０１ＢをＦＭ変調信号発振器として
動作させるとともに、その変調信号が位相補正回路１８
におけるＦ−Ｖコンバータ１８およびＶ　ＣＡ　２０へ
も入力する。Ｆ−Ｖコンバータ１８は変調信号の周波数
に対応した直流電圧を発生し、この直流電圧を制御電圧
としてＶＣＡ２０の制御端子に入力させる。ＶＣＡ２０
は変調信号を、その周波数に応じて増幅し、増幅された
ＶＣＡ２０の出力信号は、位相変調器２１に入力し、こ
のＶＣＡ２０からの信号で、分周器１３側から入力する
基準信号を位相変調する。

以下上記の位相変調作用等をさらに詳述する。

いま説明の便宜上、変調信号入力端子１０ａからの変ｍ
信号は位相補正回路１８側のみに入力し、ｖＣＯｌＢに
は入力しない場合を考える。

変調信号Ｅ　（ｔ）　−Ｅｃｏｓ　　（２πｆｌｌｔ）
とすれば、Ｆ−Ｖコンバーター９は、その周波数に対応
した直流電圧を制御電圧としてＶＣＡ２Ｇに送出すル、
ＶＣＡ２０（７）増幅度をＡとすれば、Ｖ　ＣＡ　２（
１ら出力される変調信号Ｅ　（ｔ）は、 Ｅ　（ｔ）　＝Ａ＠Ｅｃａｓ　　（２πｆ　　ｔ）・・
・（４）■ が得られる。一方、入力端子２１ｂから位相変調器２Ｉ
に入力する基準信号Ｅ　は（３）式に示したちのであり
、位相変調器２１は（３）式の基準信号を（４）式の変
調信号で位相（以下ＰＭという）変調をするので、位相
変調器２１から出力するＰＭ変調信号Ｅ　は、 ｐｍ Ｅ　　＝Ｅｓｉｎ（（２πｆ　　ｔ／Ｎ２）＋ｐｍ　　
　　　　　　　　　ｒ Δθｃｏｓ　（２πｆ町）） Δθ：位相偏移　　　・・・・・・・・・・・・（５）
となる。

次に変調信号がｖ　ｃ　ｏ　ｔｏ側のみに入力し１位相
補正回路１８には入力しない場合を考える。

このときは、ｖ　ｃ　ｏ　ｔｏの送信出力端子１０ｂか
らて出力される分周信号Ｅ２．′は、前記従来の技術の
楡で蓮べた（１）式および（２）式に示すのもと全く同
様のものとなる。前記（２）式の信号Ｅ　′をここに再
記すれば。

ｆ鳳 Ｅ　　’　　＝Ｅｓｉ　ｎ　（（２，ｗｆ　　ｔ／　Ｎ
　ｔ）　＋ｆ履　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　Ｃ（Δｆ／ｆ　　／　　Ｎ　ｌ）　　ｓ、Ｘ　
ｎ　（２πｆｌｔ）　）■ ・・・・・・・・・・・・・・・　（２）である。

上記（５）式および（２）式の関係を、さらに第２図（
Ａ）、ＣＢ）を用いて説明する。同図（Ｂ）の信号Ｃは
、ＦＭ変調波の変調信号成分における角周波数の変化分
を示しており上記（２）式の分Ｗ４信号Ｅ　′における
変調信号成分を表わｆ■ している、また、同図（Ａ）の信号すは、上記分周信号
Ｅ　′における角周波数の２πｆ　の変化ｆｍ　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　ｙａ分
（変調信号成分の変化分）を位相の変化分に変換したも
のである。なおＦＭ変調波は等価的にＰＭ変調を受けて
いことは既知であり、このことば第３図および第４図を
用いて後述する。一方、同図（Ａ）の信号ａは前記（５
）式、即ち位相補正回路１８で発生させる補正用のＰＭ
変調信号Ｅ　をｍ 表している。したがって位相比較器１４に入力する分周
信号Ｅ　′における変調信号成分の位相の変化分（信号
ｂ）と、位相補正回路８で発生するＰＭ変調信号Ｅ　（
信号ａ）とは位相が同じものｐ■ となり、八〇＝Δｆ＃／Ｎｌであれば位相変調器 器２１において基準信号Ｅ　をＰＭ変調信号Ｅ　でｒ　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　ｐ■位相変調し
た信号は、分周信号ＥｆＩＩ′における変調信号成分と
同じ成分を含むものとなって位相比較器１４の出力が変
調信号成分の影響を受けることかない、′ 次いでＦＭ変調波が等価的にＰＭ変調を受けて゛いるこ
と、およびこれに対応した位相補正回路１日の機能を第
３図および第４図を用いてさらに説明する。第３図は変
調信号の周波数ｆ　に対するＦ腫 Ｍ変調指数（Δｆ／ｆ／Ｆｉｌ）を表したものであ肩 Ｆ／Ｍｌ）を位相偏移として表したものである。　　　
謄 同グラフは数値例として分周器１７の分周比Ｎ１−３Ｑ
ＯＧとし、周波数偏移量Δｆを±８　ＫＨ２とじたも　
−のである、ＦＭ変調の場合、変調信号の周波数ｆ　に
対して周波数偏移量Δｆは同一であるが。

璽 変調指数Δｆ／ｆ　　は第３図のように変化し、また璽 変’ｆＪＲｍ号の周波数ｆ　の変化に対し、周波数偏移
■ 量Δｆを同じとする場合は位相偏移量Δθは第４図のよ
うに変化する。第３図と第４図とは、同一内容の特性を
ＦＭ変調およびＰＭ変調として示しでいる。そして変ｗ
Ｒ＠号の周波数ｆ　を変えても禦 ＦＭ変調の場合は変−信号の入力レベルは一定でよいが
、ＦＭ変調と同特性の位相変調特性を得る場合は、変１
Ａ＠号の周波数ｆ　に応じて変調も１号■ の入力レベルを変えてやらなければならない。

このため分周信号Ｅ　′における変調信号成分子＋ｓ と同じ成分を基準信号に重畳するための位相補正回路１
日にはＦ−Ｖコンバーター９およびＶＣＡ２０が９でさ
れ、Ｆ−Ｖコンバータ１ｇで書這信−鴫の周防数ｆ　に
応じたレベルの直流電圧を発生させ、こｌ の直流電圧を制御ｉ圧としてＶ　ＣＡ　２０の制御端子
に入力させている。ＶＣＡ２０はこの制御電圧に応じて
変調信号を増幅し、位相変調器の変調信号入力端子２１
ａに入力させている。

次に位相補正回路１８における位相変調器２１の構成例
およびその変調機能を第５図〜第８図を用いて説明する
。第５図は構成例、第６図は周波数特性、第７図は第６
図に対応した位相変化特性、第８図はバリキャップダイ
オードのＣ／Ｖ特性を示している。まず、第５図により
位相変調器１８の構成を述べると、　２１ａ　、　２１
ｂ　、および２１ｃは、第１図に示されているように、
それぞれ変調信号入力端子、基準信号入力端子、および
位相補正された基準信号の出力端子、２１ｄは電源端子
である。また抵抗２２とバリキャップダイオード２ｆｊ
で位相偏移Δθを発生させる回路が構成されている。抵
抗２３は入力抵抗、抵抗２４．２５はバイアス抵抗、コ
ンデンサ２７は直流阻止用コンデンサである。

モして抵抗２２の抵抗値をＲ、バリキャップダイオード
２Ｂの６量値を０．５カッ−・オフ周波数をｆ　とすれ
ばｆ１冨、１／２πＲＣｊとなり、第６図中！　　　　
− のｆ１点となるように設計されている。したがってこの
バリキャップダイオード２６の接合容量Ｃ１を可変しｆ
　を−Δｆ　〜＋Δｆ１と可変すればば、このカットオ
フ周波数ｆ１の変化によって第７図に示すように一Δθ
〜＋Δθの範囲の位相変化が得られる。

°次にカットオフ周波数ｆ１を移動させるにはバリアキ
ャップダイオード２７の接合容量Ｃ１を可変すればよい
ので、これをＷＩ）８図のＣ／Ｖ特性により説明すると
、Ｃ／Ｖ特性が比例的に変化する範囲にバイアス電圧を
設定すればよい、したがって変調信号入力端子２１ａか
ら入力する変調信号のレベル＋ΔＶ〜−ΔＶの変化に応
じて接合容量Ｃ６は＋ΔＣ〜−ΔＣの範囲で変化し、結
局変調信号入力端子２１ａから入力する変調信号のレベ
ルに応じた量の位相偏移Δθを発生させることがでる。

位相変調器２１が、このよ５に機能するので、Ｆ−■コ
ンバーター８の出力で制御されるＶＣＡ２０の増幅度を
選ぶことにより変調信号入力端子２１ａから入力する変
調信号のレベルを所要レベルとし、前述のようなＦＭ変
調における周波数偏移Δｆ／ｆ／Ｎ１とＰＭｌｌｉｌｌ
における位相偏移層 Δθとを同一にすることができる。

このように位相補正回路１８で発生させる補正用のＰＭ
変調信号を基準信号に重畳させ、ＰＭＱ講信号の重畳分
と比較信号たる前記（２）式の分間信号Ｅ　　′におけ
る変調信号成分とを同一としｆ菖。

て位相比較器１４で比較することにより、結果的に位相
比較器１４の出力が変調信号成分の影響を受ることがな
い、数値例を述べると分周器１７の分周比を１／　Ｎ　
１−　１／３０００　、Δｆを±８　ＫＨｚとしたとき
の変調信号の周波数Ｉ　ＫＨｚ　、　１００Ｈｚ　、お
よび１０Ｈｚに対しΔθはそれぞれ±０．１５２’、±
　１．５２°、および±　１５．２°となる。

（発明の効果） 以上説明したように、本発明の周波数変調器によれば１
位相比較器に対する基準信号の導入線路に位相補正回路
を介在させ、この位相補正回路に変調信号を加えること
によって、比較信号に含まれる変調信号の成分と同じ成
分を基準信号に重畳させたので１位相比較器の出力が変
調信号の影響を受け゛ることがなく、ＰＬＬ回路は変調
信号に影響されずに作動させることができ、その応答限
界周波数である自然角周波数を変調信号に関係なく十分
大なる値に設定することができる。したがって、（イ）
広帯域にわたる変調信号に対しても十分なディビエイシ
ョン制御ができる。（ロ）プルイン時間を短くでき、チ
ャンネル切換時間を短くできる。（ハ）キャプチャーレ
ンジを広くできロックできる周波数範囲を広くできる。

（ニ）過渡応答速度を速くできる。（ホ）Ｓ／Ｎ比が向
上するという極めて良好な特性を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第８図はこの発明に係る周波数変調器の実施例
を示すもので、′１４１ｒｌ！Ｊは系統図、第２図は基
準信号に重畳する変調信号成分等を示す波形図、第３図
は変調信号の周波数に対するＦＭ変調指数を表わす特性
図、第４図は同上特性に対応した。変調信号の周波数に
対する位相偏移の特性図第５図はＷＳ１図における位相
補正回路をさらに詳細に示す回路図、第６図は同上位相
補正回路の周波数特性を示す特性図、第７図は同上周波
数特性に対応した位相変化特性を示す特性図、第８図は
位相補正回路におけるバリキャップダイオードのＣ／Ｖ
特性を示す特性図、第９図は従来の周波数変調器を適用
した移動無線通信機を示す系統図、第１０図は同上通信
機に適用される従来の周波数変調器を示す系統図、第１
１図はＰＬＬ回路を用いた周波数変調器の周波数位相誤
差特性を示す特性図、第１２図はＰＬＬ回路を用いた周
波数変調器の周波数応答特性を示す特性図である。 １０ａ＝変調信号入力端子、１０ｂ：送信出力端子、１
０ｃ：チャンネル制御信号の入力端子。 １２：基準波発振器、　１３．ｌ？：分周器、１４：位
相比較器、　　１５：低域通過フィルタ、１８：？！！
圧制御発振器、１８：位相補正回路。 １９：Ｆ−Ｖコンバータ、２０：電圧制御増幅器。 ２１：位相変調器、 ２Ｂ：バリキャップダイオード。 第１図 第２図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 基準発振手段から出力される基準信号と、電圧制御発振
   器から出力される発振信号の成分である比較信号とを位
   相比較器に導入し、前記基準信号の位相と比較信号の位
   相とを当該位相比較器で比較し、該位相比較器で検出さ
   れた位相差に基づいて発振周波数が制御される前記電圧
   制御発振器に変調信号を加えて周波数変調波を得る周波
   数変調器において、前記基準信号の導入線路に位相補正
   回路を介在させ、該位相補正回路に前記変調信号を加え
   ることによって、前記比較信号に含まれる前記変調信号
   の成分と同じ成分を前記基準信号に重畳させ、前記位相
   比較器の出力が前記変調信号の影響を受けないようにす
   ることを特徴とする周波数変調器。