JPS627778B2 - - Google Patents
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- JPS627778B2 JPS627778B2 JP56045702A JP4570281A JPS627778B2 JP S627778 B2 JPS627778 B2 JP S627778B2 JP 56045702 A JP56045702 A JP 56045702A JP 4570281 A JP4570281 A JP 4570281A JP S627778 B2 JPS627778 B2 JP S627778B2
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- Japan
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- voltage
- converter
- circuit
- transformer
- output
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-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F5/00—Systems for regulating electric variables by detecting deviations in the electric input to the system and thereby controlling a device within the system to obtain a regulated output
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0016—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters
- H02M1/0022—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters the disturbance parameters being input voltage fluctuations
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、安定化電源に係り、特に負荷変動及
び入力信号変動に対する補償を行うフライバツ
ク・コンバータ型のスイツチング・レギユレータ
に関する。
び入力信号変動に対する補償を行うフライバツ
ク・コンバータ型のスイツチング・レギユレータ
に関する。
現在、データ処理分野においては電源としてス
イツチング・スギユレータが多く使用されてい
る。これはスイツチング・レギユレータが低コス
ト、低パツケージング・ボリユーム及び高効率だ
からである。
イツチング・スギユレータが多く使用されてい
る。これはスイツチング・レギユレータが低コス
ト、低パツケージング・ボリユーム及び高効率だ
からである。
スイツチング・レギユレータのうちDC―DCコ
ンバータにはフオワード・コンバータをフライバ
ツク・コンバータの２つの種類がある。フオワー
ド・コンバータにおいては、通常出力フイルタ回
路の一部としてインダクタが使用される。フライ
バツク・コンバータにおいてはかかるインダクタ
を使用する必要がなく、したがつてコストを節約
し且つ重量を軽減することができる。
ンバータにはフオワード・コンバータをフライバ
ツク・コンバータの２つの種類がある。フオワー
ド・コンバータにおいては、通常出力フイルタ回
路の一部としてインダクタが使用される。フライ
バツク・コンバータにおいてはかかるインダクタ
を使用する必要がなく、したがつてコストを節約
し且つ重量を軽減することができる。
これら２つのコンバータにおいては、出力直流
電圧は、パワー・トランスの１次側に直列接続さ
た１つ以上のスイツチング素子がオン状態を維持
する期間に関連する。従来、出力電圧から導出さ
れたエラー信号に関連したパルス幅変調を使用し
て、負荷変動に無関係に一定電圧を保持するクロ
ーズド安定化ループを提供することは周知であ
る。
電圧は、パワー・トランスの１次側に直列接続さ
た１つ以上のスイツチング素子がオン状態を維持
する期間に関連する。従来、出力電圧から導出さ
れたエラー信号に関連したパルス幅変調を使用し
て、負荷変動に無関係に一定電圧を保持するクロ
ーズド安定化ループを提供することは周知であ
る。
また、パワー・トランスの１次側に接続された
スイツチング素子の“オン”時間を変化させる技
術を改良するために、負荷変動による出力電圧変
動検出のために出力電圧を感知するだけでなく入
力信号変動を検出するために入力電圧を感知し、
負荷変動だけでなく入力信号変動に従つてスイツ
チング素子の“オン”時間を制御することが行わ
れている。この種の回路の一例は第３図に示され
ており、後に説明する。
スイツチング素子の“オン”時間を変化させる技
術を改良するために、負荷変動による出力電圧変
動検出のために出力電圧を感知するだけでなく入
力信号変動を検出するために入力電圧を感知し、
負荷変動だけでなく入力信号変動に従つてスイツ
チング素子の“オン”時間を制御することが行わ
れている。この種の回路の一例は第３図に示され
ており、後に説明する。
フイード・フオワード及びフイードバツクを使
用する従来技術は後述のようにフオワード・コン
バータ技術を使用する。これらの技術がフオワー
ド・コンバータ型のスイツチング・レギユレータ
に適用されると、入力電圧に関連したループ利得
が第２図の線３０により示されるように一定とな
る。しかし、フライバツク・コンバータ技術が適
用されたスイツチング・レギユレータにフイー
ド・フオワード制御技術とフイードバツク制御を
組合わせて使用しようとすると、第２図の線３２
によつて示されるように、ループ利得と線電圧と
の間に関係の非線形の度合が非常に高まつてしま
う。
用する従来技術は後述のようにフオワード・コン
バータ技術を使用する。これらの技術がフオワー
ド・コンバータ型のスイツチング・レギユレータ
に適用されると、入力電圧に関連したループ利得
が第２図の線３０により示されるように一定とな
る。しかし、フライバツク・コンバータ技術が適
用されたスイツチング・レギユレータにフイー
ド・フオワード制御技術とフイードバツク制御を
組合わせて使用しようとすると、第２図の線３２
によつて示されるように、ループ利得と線電圧と
の間に関係の非線形の度合が非常に高まつてしま
う。
したがつて、本発明の目的は、フオワード・コ
ンバータ技術に関連して実現された線電圧に対す
るロープ利得の一定性を保持するように、フイー
ドバツク制御技術とフイード・フオワード制御技
術を組合わせて、フライバツク・コンバータ型ス
イツチング・レギユレータに適用することにあ
る。
ンバータ技術に関連して実現された線電圧に対す
るロープ利得の一定性を保持するように、フイー
ドバツク制御技術とフイード・フオワード制御技
術を組合わせて、フライバツク・コンバータ型ス
イツチング・レギユレータに適用することにあ
る。
フライバツク技術を使用するDC―DCコンバー
タのループ利得は、従来技術に比較して本発明に
よりかなり変更を加えた回路において線電圧変動
を補正するためのフイード・フオワード及び負荷
変動を補正するためのフイードバツクを使用する
ことにより一定となる。本発明によれば、フイー
ドバツク信号と基準電圧とはエラー増幅器によつ
て比較される。エラー増幅器の出力には定数が乗
算され、線電圧に比例した信号に加算される。こ
の結果得られた和は、コンバータのスイツチング
素子の“オン”時間を制御するためにエラー増幅
器の出力電圧と比較されるランプ電圧の傾斜を変
更するのに使用される。
タのループ利得は、従来技術に比較して本発明に
よりかなり変更を加えた回路において線電圧変動
を補正するためのフイード・フオワード及び負荷
変動を補正するためのフイードバツクを使用する
ことにより一定となる。本発明によれば、フイー
ドバツク信号と基準電圧とはエラー増幅器によつ
て比較される。エラー増幅器の出力には定数が乗
算され、線電圧に比例した信号に加算される。こ
の結果得られた和は、コンバータのスイツチング
素子の“オン”時間を制御するためにエラー増幅
器の出力電圧と比較されるランプ電圧の傾斜を変
更するのに使用される。
線電圧に比例した電圧とエラー増幅器の出力か
ら導出された電圧との和を使用することにより、
線電圧変動に対してループ利得が一定となるよう
にフイードバツク制御技術及びフイード・フオワ
ード制御技術を組合わせてフライバツク・コンバ
ータに適用することができる。
ら導出された電圧との和を使用することにより、
線電圧変動に対してループ利得が一定となるよう
にフイードバツク制御技術及びフイード・フオワ
ード制御技術を組合わせてフライバツク・コンバ
ータに適用することができる。
第３図にはフイード・フオワード制御技術及び
フイードバツク技術の双方を使用した従来技術に
よるスイツチング・レギユレータが示されてい
る。整流及びフイルタ回路１にはバルク直流電圧
Vbを発生するために交流信号が印加される。整
流回路は全波整流信号を出力するだけでなく乗算
作用も行う。通常、整流回路の交流側にはサージ
制限抵抗が含まれている。回路１のフイルタ部
は、サージ制限抵抗と協働してRCフイルタとし
て作用するコンデンサを含む。
フイードバツク技術の双方を使用した従来技術に
よるスイツチング・レギユレータが示されてい
る。整流及びフイルタ回路１にはバルク直流電圧
Vbを発生するために交流信号が印加される。整
流回路は全波整流信号を出力するだけでなく乗算
作用も行う。通常、整流回路の交流側にはサージ
制限抵抗が含まれている。回路１のフイルタ部
は、サージ制限抵抗と協働してRCフイルタとし
て作用するコンデンサを含む。
整流され波された直流電圧VbはDC―DCコ
ンバータ２に印加される。DC―DCコンバータへ
のVb電圧入力は、一般にパワー・トランスの１
次巻線の一端に印加される。パワー・トランスの
１次巻線の他端は該トランスの２次巻線にパルス
状電圧を発生させるチヨツピング動作を得るため
にトランジスタ・スイツチによつて周期的に接地
される。２次巻線のパルス状電圧はフイルタ作用
を受け、電源の直流出力電圧Voとして負荷に印
加される。
ンバータ２に印加される。DC―DCコンバータへ
のVb電圧入力は、一般にパワー・トランスの１
次巻線の一端に印加される。パワー・トランスの
１次巻線の他端は該トランスの２次巻線にパルス
状電圧を発生させるチヨツピング動作を得るため
にトランジスタ・スイツチによつて周期的に接地
される。２次巻線のパルス状電圧はフイルタ作用
を受け、電源の直流出力電圧Voとして負荷に印
加される。
第３図に示された回路にはフオワード・コンバ
ータ技術が適用されている。フオワード・コンバ
ータ技術においては、パワー・トランスの２次側
に発生する直流パルスがLCフイルタに印加され
る。該直流パルスはトランスの１次巻線の付勢と
位相が一致している。
ータ技術が適用されている。フオワード・コンバ
ータ技術においては、パワー・トランスの２次側
に発生する直流パルスがLCフイルタに印加され
る。該直流パルスはトランスの１次巻線の付勢と
位相が一致している。
第３図に示された安定化技術によれば、フイー
ドバツク電圧Vfbが電源出力から分数乗算回路３
を介して反転増幅器４の正入力に印加される。分
数乗算回路３はフイードバツク電圧Vfbに定数Ｇ
１を乗算する分圧回路である。反転エラー増幅器
４の負入力には正基準電圧Vrが印加される。増
幅器４の出力はエラー電圧Veであり、このエラ
ー電圧Veは比較器５の正入力に印加される。
ドバツク電圧Vfbが電源出力から分数乗算回路３
を介して反転増幅器４の正入力に印加される。分
数乗算回路３はフイードバツク電圧Vfbに定数Ｇ
１を乗算する分圧回路である。反転エラー増幅器
４の負入力には正基準電圧Vrが印加される。増
幅器４の出力はエラー電圧Veであり、このエラ
ー電圧Veは比較器５の正入力に印加される。
交流入力信号から導出される別の直流電圧Ｋ・
Vbは交流信号の大きさに直接比例し且つVbに直
接比例する。安定化技術に使用される電圧Ｋ・
Vbを発生する回路６は安全のために小型トラン
ス及び別個の整流及びフイルタ回路によつて交流
信号から電気的に絶縁される。電圧Ｋ・Vbには
分圧回路で構成される回路７によつて別の定数Ｄ
１が乗ぜられる。電源への交流信号入力に直接比
例する電圧Ｋ・Vb・Ｄ１は電圧―電流変換器８
へ印加される。変換器８は電圧Ｋ・Vb・Ｄ１に
直接比例する変化電流をコンデンサ９に供給す
る。したがつて、コンデンサ９に電流Ｋ・Vb・
Ｄ１・Ｋ１を印加することによつてコンデンサ９
の両端に電圧Vcが生じる。
Vbは交流信号の大きさに直接比例し且つVbに直
接比例する。安定化技術に使用される電圧Ｋ・
Vbを発生する回路６は安全のために小型トラン
ス及び別個の整流及びフイルタ回路によつて交流
信号から電気的に絶縁される。電圧Ｋ・Vbには
分圧回路で構成される回路７によつて別の定数Ｄ
１が乗ぜられる。電源への交流信号入力に直接比
例する電圧Ｋ・Vb・Ｄ１は電圧―電流変換器８
へ印加される。変換器８は電圧Ｋ・Vb・Ｄ１に
直接比例する変化電流をコンデンサ９に供給す
る。したがつて、コンデンサ９に電流Ｋ・Vb・
Ｄ１・Ｋ１を印加することによつてコンデンサ９
の両端に電圧Vcが生じる。
コンデンサ９は、矩形波クロツク・パルス列が
印加されるインバータの出力が低レベルになつた
ときにトランジスタ・スイツチ１０を周期的に開
放することによつて充電される。電圧Vcは低レ
ベルからランプ波形状に上昇する。このランプ波
形の傾斜は回路７から電圧―電流変換器８に印加
される電圧に従つて変化可能である。回路７の出
力電圧は交流入力信号に直接比例する。したがつ
て、ランプ電圧Vcの傾斜は交流入力信号の大き
さが大きくなると急峻となり、交流入力信号の大
きさが小さくなると緩やかになる。
印加されるインバータの出力が低レベルになつた
ときにトランジスタ・スイツチ１０を周期的に開
放することによつて充電される。電圧Vcは低レ
ベルからランプ波形状に上昇する。このランプ波
形の傾斜は回路７から電圧―電流変換器８に印加
される電圧に従つて変化可能である。回路７の出
力電圧は交流入力信号に直接比例する。したがつ
て、ランプ電圧Vcの傾斜は交流入力信号の大き
さが大きくなると急峻となり、交流入力信号の大
きさが小さくなると緩やかになる。
比較器５は増幅されたエラー電圧Veとランプ
電圧Vcの瞬時値とを比較する。クロツク・パル
ス列が高レベルの間、Vc波形のランプ部が発生
する。Vc波形のランプ部が発生する間、VeがVc
を越えると、比較器５から正の出力信号が発生す
る。クロツク・パルス列が高レベルであると、
ANDゲート６１が付勢され、比較器５の正の出
力信号がスイツチング・トランジスタ駆動回路１
１に与えられる。比較器５の出力及びクロツク・
パルス列の双方が高レベルとなるとき、駆動回路
１１がDC―DCコンバータ２のスイツチング・ト
ランジスタをオンにし、コンバータ２のパワー・
トランスの１次側を付勢する。
電圧Vcの瞬時値とを比較する。クロツク・パル
ス列が高レベルの間、Vc波形のランプ部が発生
する。Vc波形のランプ部が発生する間、VeがVc
を越えると、比較器５から正の出力信号が発生す
る。クロツク・パルス列が高レベルであると、
ANDゲート６１が付勢され、比較器５の正の出
力信号がスイツチング・トランジスタ駆動回路１
１に与えられる。比較器５の出力及びクロツク・
パルス列の双方が高レベルとなるとき、駆動回路
１１がDC―DCコンバータ２のスイツチング・ト
ランジスタをオンにし、コンバータ２のパワー・
トランスの１次側を付勢する。
エラー電圧が大きくなると、Vcのランプ部が
電圧Veに匹敵するレベルまで上昇するのにより
多くの時間が必要なので、オン時間が長くなる。
所与の電圧Veに対して、駆動回路１１及び比較
器５のオン時間は、電圧Vcのランプ部が電源へ
の交流入力電圧の大きさが小さくなることによつ
て直角よりゆるやかになるときに長くなる。この
ようにして、電圧Veを含むフイードバツク・ル
ープ及び電圧Vcを含むフイード・フオワード・
ループが協働して負荷変動及び交流入力信号変動
に影響されずに出力電圧Voを安定化する。
電圧Veに匹敵するレベルまで上昇するのにより
多くの時間が必要なので、オン時間が長くなる。
所与の電圧Veに対して、駆動回路１１及び比較
器５のオン時間は、電圧Vcのランプ部が電源へ
の交流入力電圧の大きさが小さくなることによつ
て直角よりゆるやかになるときに長くなる。この
ようにして、電圧Veを含むフイードバツク・ル
ープ及び電圧Vcを含むフイード・フオワード・
ループが協働して負荷変動及び交流入力信号変動
に影響されずに出力電圧Voを安定化する。
第３図は従来技術によるDC―DCコンバータ２
にフオワード・コンバータ技術が使用されるもの
とすると、出力電圧Voは次のようになる。
にフオワード・コンバータ技術が使用されるもの
とすると、出力電圧Voは次のようになる。
Vo＝Ｖｂ／ｎ・Ｔｏｎ／Ｔ ……(1)
ここで、ｎ＝パワー・トランスの巻線比
Ton＝コンバータ・スイツチのオン時間
Ｔ＝トランジスタスイツチ・サイクル
の合計周期 ＝Ton＋Toff フオワード・コンバータ・トポロジーを使用す
る電源のループ利得Ａ１は次のように示される。
の合計周期 ＝Ton＋Toff フオワード・コンバータ・トポロジーを使用す
る電源のループ利得Ａ１は次のように示される。
A1＝ｄＶｏ／ｄＶｆｂ＝Ｃ・Ａｏ・Ｇ１／Ｄ１・Ｋ・
Ｋ１・ｎ・Ｔ……(2) ここで、Ao＝反転増幅器４の利得 Ｃ＝コンデンサ９の容量 フオワード・コンバータのループ利得のための
式(2)中の各項は定数であることに留意されたい。
ループ利得Ａ１は定数であり、交流線電圧に対す
るループ利得をプロツトした第２図の直線３０
は、フオワード・コンバータ構成が使用された第
３図の回路によつて得られるループ利得を示す。
Ｋ１・ｎ・Ｔ……(2) ここで、Ao＝反転増幅器４の利得 Ｃ＝コンデンサ９の容量 フオワード・コンバータのループ利得のための
式(2)中の各項は定数であることに留意されたい。
ループ利得Ａ１は定数であり、交流線電圧に対す
るループ利得をプロツトした第２図の直線３０
は、フオワード・コンバータ構成が使用された第
３図の回路によつて得られるループ利得を示す。
フライバツク・コンバータにおいては、１次巻
線が付勢される間トランスのコアにエネルギが累
積される。１次側のスイツチング・トランジスタ
がオフされたとき、トランスのコアに蓄積された
エネルギは２次巻線及びフイルタを介して負荷に
転送される。フイルタ回路は、トランスの２次巻
線のインダクタンスと協働してLCフイルタを構
成するコンデンサを含む。したがつて、この場
合、フオワード・コンバータの場合に必要であつ
た別個のフイルタ用インダクタを設ける必要がな
い。このため、フライバツク・コンバータは低コ
スト、低ボリユーム及び軽重量となり、その使用
が増大しつつある。
線が付勢される間トランスのコアにエネルギが累
積される。１次側のスイツチング・トランジスタ
がオフされたとき、トランスのコアに蓄積された
エネルギは２次巻線及びフイルタを介して負荷に
転送される。フイルタ回路は、トランスの２次巻
線のインダクタンスと協働してLCフイルタを構
成するコンデンサを含む。したがつて、この場
合、フオワード・コンバータの場合に必要であつ
た別個のフイルタ用インダクタを設ける必要がな
い。このため、フライバツク・コンバータは低コ
スト、低ボリユーム及び軽重量となり、その使用
が増大しつつある。
第３図の回路２がフライバツク・コンバータ構
成にされたとすると、このコンバータの出力電圧
Voは次のように表現される。
成にされたとすると、このコンバータの出力電圧
Voは次のように表現される。
Vo＝Ｖｂ／ｎ・Ｔｏｎ／Ｔｏｆｆ＝Ｖｂ／ｎ・Ｔｏｎ
／Ｔ−Ｔｏｎ……(3) フライバツク・コンバータ構成がとられた第３
図の安定化回路のループ利得は次のように表現さ
れる。
／Ｔ−Ｔｏｎ……(3) フライバツク・コンバータ構成がとられた第３
図の安定化回路のループ利得は次のように表現さ
れる。
ここで、ａは任意の定数である。
Ａ２のための等式(4)の分母中には変数Vb及び
Vfbが含まれていることに留意されたい。したが
つて、コンバータのループ利得は線電圧に対して
変化可能であり、第２図において曲線３２によつ
て示されている。かかるループ利得特性はフオワ
ード・コンバータ構成によつて得られた安定化に
比して非常に劣るものである。
Vfbが含まれていることに留意されたい。したが
つて、コンバータのループ利得は線電圧に対して
変化可能であり、第２図において曲線３２によつ
て示されている。かかるループ利得特性はフオワ
ード・コンバータ構成によつて得られた安定化に
比して非常に劣るものである。
第１図にはフライバツク・コンバータ構成をと
つても第２図の直線３０により示された定利得特
性を得られる本発明による回路の一実施例が示さ
れている。第１図の回路と第３図の回路との重要
な相異は、電圧Veの一部と電圧Ｋ・Vbの一部と
を加算して得られる電圧（Ｋ・Vb・D1＋Ve・
D2）を電圧―電流変換器に印加し、該変換器が
コンデンサと協働して増幅されたエラー電圧の大
きさと交流入力信号の大きさとの双方に従つて傾
斜が変化するランプを発生することにある。第１
図において、構成要素１００乃至１１１並びに１
６０及び１６１はコンバータ１０２がフオワー
ド・コンバータ構成ではなくフライバツク構成を
とる点を除いて第３図の構成要素１乃至１１並び
に６０及び６１と同一構成である。又、エラー電
圧Veに定数Ｄ２を乗ずる分数乗算回路１１２は
例えば抵抗性分圧器から構成され、加算器１１３
において電圧Ｋ・Vb・Ｄ１に加算される電圧を
発生する。
つても第２図の直線３０により示された定利得特
性を得られる本発明による回路の一実施例が示さ
れている。第１図の回路と第３図の回路との重要
な相異は、電圧Veの一部と電圧Ｋ・Vbの一部と
を加算して得られる電圧（Ｋ・Vb・D1＋Ve・
D2）を電圧―電流変換器に印加し、該変換器が
コンデンサと協働して増幅されたエラー電圧の大
きさと交流入力信号の大きさとの双方に従つて傾
斜が変化するランプを発生することにある。第１
図において、構成要素１００乃至１１１並びに１
６０及び１６１はコンバータ１０２がフオワー
ド・コンバータ構成ではなくフライバツク構成を
とる点を除いて第３図の構成要素１乃至１１並び
に６０及び６１と同一構成である。又、エラー電
圧Veに定数Ｄ２を乗ずる分数乗算回路１１２は
例えば抵抗性分圧器から構成され、加算器１１３
において電圧Ｋ・Vb・Ｄ１に加算される電圧を
発生する。
フライバツク・コンバータが使用される第１図
の安定化回路の出力電圧は、次の様に表現でき
る。
の安定化回路の出力電圧は、次の様に表現でき
る。
ここで、
D2＝Ｃ／Ｋ１・Ｔ ……(6)
ならば
エラー電圧Veは次のように表現できる。
Ve＝Vr−Ao（G1・Vfb−Vr） ……(8)
＝Vr（Ao＋１）−Ao・G1・Vfb
式(8)を式(7)に代入すると、
したがつて、第１図の回路のループ利得Ａ３
は、次のようになる。
は、次のようになる。
ここで
式(10)において利得Ａ３はＤ２が式(6)に従つて設
定されるときにすべての項が定数となる。したが
つて、フライバツク・コンバータ構成の第１図の
回路を使用して得られる交流線電圧に対するルー
プ利得は第２図の直線３０によつて示されるよう
に一定となる。
定されるときにすべての項が定数となる。したが
つて、フライバツク・コンバータ構成の第１図の
回路を使用して得られる交流線電圧に対するルー
プ利得は第２図の直線３０によつて示されるよう
に一定となる。
第４図には本発明による安定化技術を使用する
フライバツク・コンバータ型スイツチング・レギ
ユレータの回路構成の一例を詳細に示すものであ
る。整流及びフイルタ回路２０１は第３図の回路
中の整流及びフイルタ回路１と同一のものであ
る。回路２０６によるＫ・Vbの導出は、第３図
のトランス並びに整流及びフイルタ回路において
使用されたのと同様である。分圧抵抗２１４及び
２１５は、第１図の回路１０７の作用と同様に電
圧Ｋ・Vbに定数Ｄ１を乗じる。
フライバツク・コンバータ型スイツチング・レギ
ユレータの回路構成の一例を詳細に示すものであ
る。整流及びフイルタ回路２０１は第３図の回路
中の整流及びフイルタ回路１と同一のものであ
る。回路２０６によるＫ・Vbの導出は、第３図
のトランス並びに整流及びフイルタ回路において
使用されたのと同様である。分圧抵抗２１４及び
２１５は、第１図の回路１０７の作用と同様に電
圧Ｋ・Vbに定数Ｄ１を乗じる。
整流及びフイルタ回路２０１の出力電圧Vbは
トランス２１６の１次巻線の一端に印加される。
この巻線は、該巻線の他端を接地するトランジス
タ２１７を周期的にオンにすることにより付勢さ
れる。トランスの２次巻線は整流器２１９を介し
て負荷２１８に接続される。フイルタ用コンデン
サ２２０は、トランス２１６の２次巻線のインダ
クタンスと協働して電源出力電圧VoのためのLC
フイルタを構成する。
トランス２１６の１次巻線の一端に印加される。
この巻線は、該巻線の他端を接地するトランジス
タ２１７を周期的にオンにすることにより付勢さ
れる。トランスの２次巻線は整流器２１９を介し
て負荷２１８に接続される。フイルタ用コンデン
サ２２０は、トランス２１６の２次巻線のインダ
クタンスと協働して電源出力電圧VoのためのLC
フイルタを構成する。
抵抗２２１及び２２２から構成される分圧器
は、フイードバツク電圧Vfbに分数Ｇ１を乗じて
反転エラー増幅器２０４の正端子に印加する。増
幅器２０４の負端子には正の基準電圧Vrが印加
される。
は、フイードバツク電圧Vfbに分数Ｇ１を乗じて
反転エラー増幅器２０４の正端子に印加する。増
幅器２０４の負端子には正の基準電圧Vrが印加
される。
増幅器２０４の出力信号Veは比較器２０５の
正入力端子に印加される。増幅器２０４の出力電
圧Veにはまた抵抗２２５及び２１５から構成さ
れる分圧器によつて定数Ｄ２が乗ぜられる。した
がつて、電圧Ve・Ｄ２と電圧Ｋ・Vb・Ｄ１とが
ノード２１３において加算され、演算増幅器２３
０の正入力端子に印加される。この入力電圧に比
例した電流が抵抗２３１，２３４及びトランジス
タ２３７を介してコンデンサ２０９に流れ込む。
演算増幅器２３５は増幅器２３０と同様に電圧フ
オロワ動作を行う。
正入力端子に印加される。増幅器２０４の出力電
圧Veにはまた抵抗２２５及び２１５から構成さ
れる分圧器によつて定数Ｄ２が乗ぜられる。した
がつて、電圧Ve・Ｄ２と電圧Ｋ・Vb・Ｄ１とが
ノード２１３において加算され、演算増幅器２３
０の正入力端子に印加される。この入力電圧に比
例した電流が抵抗２３１，２３４及びトランジス
タ２３７を介してコンデンサ２０９に流れ込む。
演算増幅器２３５は増幅器２３０と同様に電圧フ
オロワ動作を行う。
コンデンサ２０９の両端に生じるランプ角度が
可変のランプ電圧は比較器２０５の負入力端子に
印加される。第３図に示された比較器５及び第１
図に示された比較器１０５に関連して説明したの
と同様に、電圧Vcの波形のランプ部の間に電圧
Veが電圧Vcを越えるとき、比較器２０５はAND
ゲート２６１を介して駆動回路２１１に正の出力
を与え、これによりトランジスタ２１７がター
ン・オンし、トランス２１６の１次巻線が付勢さ
れる。電圧Vcが電圧Veを越えると、比較器２０
５の出力は低レベルに復帰し、トランジスタ２１
７が駆動回路２１１によつてターン・オフさせら
れる。インバータ２６０及びトランジスタ２１０
は第３図のインバータ６０及びトランジスタ１０
に関連して説明したのと同じ動作を行う。抵抗２
３９によりコンデンサ２０９の放電時定数が決定
され且つトランジスタ２１０を流れる電流が制御
される。
可変のランプ電圧は比較器２０５の負入力端子に
印加される。第３図に示された比較器５及び第１
図に示された比較器１０５に関連して説明したの
と同様に、電圧Vcの波形のランプ部の間に電圧
Veが電圧Vcを越えるとき、比較器２０５はAND
ゲート２６１を介して駆動回路２１１に正の出力
を与え、これによりトランジスタ２１７がター
ン・オンし、トランス２１６の１次巻線が付勢さ
れる。電圧Vcが電圧Veを越えると、比較器２０
５の出力は低レベルに復帰し、トランジスタ２１
７が駆動回路２１１によつてターン・オフさせら
れる。インバータ２６０及びトランジスタ２１０
は第３図のインバータ６０及びトランジスタ１０
に関連して説明したのと同じ動作を行う。抵抗２
３９によりコンデンサ２０９の放電時定数が決定
され且つトランジスタ２１０を流れる電流が制御
される。
第１図に示された回路の場合と同様に、電圧
Ve・Ｄ２及び電圧Ｋ・Vb・Ｄ１の和を電圧―電
流変換器に入力させて角度が可変のランプ電圧
Vcを発生させることにより、第４図に示された
フライバツク・コンバータ型スイツチング・レギ
ユレータのループ利得は第２図の直線３０によつ
て示されるように一定となる。
Ve・Ｄ２及び電圧Ｋ・Vb・Ｄ１の和を電圧―電
流変換器に入力させて角度が可変のランプ電圧
Vcを発生させることにより、第４図に示された
フライバツク・コンバータ型スイツチング・レギ
ユレータのループ利得は第２図の直線３０によつ
て示されるように一定となる。
トランス２１６の１次側の具体的なスイツチン
グ及び巻線構成は種々の形態をとることができ
る。第４図に示されるように単一スイツチ構成を
とることもできるが、このかわりにトランスの１
次側が２つのスイツチング素子の間に介挿される
半ブリツジ構成をとることもできる。
グ及び巻線構成は種々の形態をとることができ
る。第４図に示されるように単一スイツチ構成を
とることもできるが、このかわりにトランスの１
次側が２つのスイツチング素子の間に介挿される
半ブリツジ構成をとることもできる。
電圧Ｋ・Vbは回路の種々の点から導出するこ
とができる。第１図、第２図及び第４図に示され
るように、電圧Ｋ・Vbは小型トランス、電流器
及びフイルタ回路を使用して交流入力信号から電
気的に絶縁させて導出される。トランスの巻線比
により定数Ｋが決定される。トランスを使用する
かわりに分圧器を使用することもできる。この場
合、分圧器は主整流及びフイルタ回路の出力Vb
に直接接続される。また、トランス２１６に別の
２次巻線を付加して該トランスの１次巻線の付勢
と同一位相でフオワード・コンバータの態様で電
圧Vbを発生させてもよい。
とができる。第１図、第２図及び第４図に示され
るように、電圧Ｋ・Vbは小型トランス、電流器
及びフイルタ回路を使用して交流入力信号から電
気的に絶縁させて導出される。トランスの巻線比
により定数Ｋが決定される。トランスを使用する
かわりに分圧器を使用することもできる。この場
合、分圧器は主整流及びフイルタ回路の出力Vb
に直接接続される。また、トランス２１６に別の
２次巻線を付加して該トランスの１次巻線の付勢
と同一位相でフオワード・コンバータの態様で電
圧Vbを発生させてもよい。
第１図はフライバツク技術を用いたスイツチン
グ・レギユレータにおいてAC線電圧に対するル
ープ利得を一定にするための本発明による回路の
一実施例を示すブロツク図、第２図は本発明によ
るスイツチング・レギユレータの一実施例により
得られる線電圧に対するループ利得を従来技術に
より得られるそれと対比して示す説明図、第３図
はフイード・フオワード技術及びフイードバツク
技術の双方を使用する従来技術によるスイツチン
グ・レギユレータを示すブロツク図、第４図は本
発明による安定化技術を用いたフライバツク・コ
ンバータ型スイツチング・レギユレータの実施例
を示す回路図である。 １，１０１，２０１……整流及びフイルタ回
路、２，１０２……DC―DCコンバータ、３，１
０３……乗算回路、４，１０４，２０４……反転
エラー増幅器、５，１０５，２０５……比較器、
６，１０６，２０６……Ｋ・Vb発生回路、７，
１０７，２０７……分圧回路、８，１０８，２０
８……電圧―電流変換器、９，１０９，２０９…
…コンデンサ、１１２……乗算回路、１１３……
加算器。
グ・レギユレータにおいてAC線電圧に対するル
ープ利得を一定にするための本発明による回路の
一実施例を示すブロツク図、第２図は本発明によ
るスイツチング・レギユレータの一実施例により
得られる線電圧に対するループ利得を従来技術に
より得られるそれと対比して示す説明図、第３図
はフイード・フオワード技術及びフイードバツク
技術の双方を使用する従来技術によるスイツチン
グ・レギユレータを示すブロツク図、第４図は本
発明による安定化技術を用いたフライバツク・コ
ンバータ型スイツチング・レギユレータの実施例
を示す回路図である。 １，１０１，２０１……整流及びフイルタ回
路、２，１０２……DC―DCコンバータ、３，１
０３……乗算回路、４，１０４，２０４……反転
エラー増幅器、５，１０５，２０５……比較器、
６，１０６，２０６……Ｋ・Vb発生回路、７，
１０７，２０７……分圧回路、８，１０８，２０
８……電圧―電流変換器、９，１０９，２０９…
…コンデンサ、１１２……乗算回路、１１３……
加算器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ パワー・トランスと、該トランスの１次巻線
を選択的に付勢するスイツチング回路とを有する
フライバツク・コンバータにおいて、 前記コンバータの出力電圧を示す電圧と基準電
圧との差を増幅してエラー電圧を発生する手段
と、 前記コンバータに印加される直流電圧を示す電
圧と前記エラー電圧を示す電圧との和に比例した
傾斜角を有するランプ電圧を発生する手段と、 前記ランプ電圧と前記エラー電圧とを比較する
比較手段と、 前記比較手段の出力を受けて、前記エラー電圧
が前記ランプ電圧より大きい間前記１次巻線を付
勢するために前記スイツチング回路に信号を印加
する手段と、 を具備するフライバツク・コンバータ。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/159,560 US4301497A (en) | 1980-06-16 | 1980-06-16 | Flyback converter control with feed forward |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5713966A JPS5713966A (en) | 1982-01-25 |
| JPS627778B2 true JPS627778B2 (ja) | 1987-02-19 |
Family
ID=22573067
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4570281A Granted JPS5713966A (en) | 1980-06-16 | 1981-03-30 | Flyback converter |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4301497A (ja) |
| EP (1) | EP0042043B1 (ja) |
| JP (1) | JPS5713966A (ja) |
| CA (1) | CA1158716A (ja) |
| DE (1) | DE3166903D1 (ja) |
Families Citing this family (37)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3109612A1 (de) * | 1981-03-13 | 1982-09-23 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Spannungswandler |
| US4453206A (en) * | 1981-12-14 | 1984-06-05 | Voight William C | Switching-mode power supply regulator |
| US4438485A (en) | 1981-12-21 | 1984-03-20 | Voigt William C | Efficiency switching-mode power supply |
| US4425612A (en) * | 1982-05-12 | 1984-01-10 | International Business Machines Corporation | Power supply with load-transient anticipation |
| JPS59139858A (ja) * | 1983-01-26 | 1984-08-10 | Canon Inc | 電源装置 |
| JPS59182806U (ja) * | 1983-05-24 | 1984-12-05 | 三洋電機株式会社 | 低温用螢光灯 |
| US4581690A (en) * | 1984-03-15 | 1986-04-08 | Zenith Corporation | Switched-mode power supply with output post-regulator |
| US4546421A (en) * | 1984-03-28 | 1985-10-08 | United Technologies Corporation | Flyback feedforward pulse width modulation regulator |
| FR2565433A1 (fr) * | 1984-05-30 | 1985-12-06 | Thomson Alcatel Espace | Convertisseur de puissance a controle par cycles |
| DE3513625A1 (de) * | 1985-04-16 | 1986-10-23 | Nixdorf Computer Ag, 4790 Paderborn | Schaltungsanordnung fuer die fernspeisung von teilnehmeranschluss-endgeraeten in fernmeldeanlagen |
| US4688158A (en) * | 1985-11-19 | 1987-08-18 | Motorola, Inc. | Flyback power supply |
| CA1283166C (en) * | 1985-11-19 | 1991-04-16 | Gregory Alan Peterson | Flyback power supply |
| US4761812A (en) * | 1985-12-10 | 1988-08-02 | U.S. Holding Company, Inc. | Constant power telephone line circuit |
| US4835454A (en) * | 1987-12-15 | 1989-05-30 | Sundstrand Corp. | Advanced feed forward switch mode power suppply control |
| US5055767A (en) * | 1990-06-29 | 1991-10-08 | Linear Technology Corporation | Analog multiplier in the feedback loop of a switching regulator |
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| US5406468A (en) * | 1993-09-02 | 1995-04-11 | Motorola, Inc. | Method for minimizing output transient responses in a power supply |
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| US5859768A (en) | 1997-06-04 | 1999-01-12 | Motorola, Inc. | Power conversion integrated circuit and method for programming |
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| SE514719C2 (sv) * | 1998-07-01 | 2001-04-09 | Emerson Energy Systems Ab | Förfarande och anordning för att optimera uteffekten hos en likriktare innefattande en preregulator och en DC/DC- omvandlare |
| US6718474B1 (en) | 2000-09-21 | 2004-04-06 | Stratus Technologies Bermuda Ltd. | Methods and apparatus for clock management based on environmental conditions |
| US6580256B1 (en) | 2001-12-18 | 2003-06-17 | Harris Corporation | System and method for remote regulation of a switching power converter |
| KR101026248B1 (ko) * | 2004-09-21 | 2011-03-31 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 역률 보상 회로 |
| US7019503B1 (en) * | 2005-02-07 | 2006-03-28 | Raytheon Company | Active power filter with input voltage feedforward, output load feedforward, and output voltage feedforward |
| US7388764B2 (en) * | 2005-06-16 | 2008-06-17 | Active-Semi International, Inc. | Primary side constant output current controller |
| US7307390B2 (en) * | 2005-06-16 | 2007-12-11 | Active-Semi International, Inc. | Primary side constant output voltage controller |
| US7635956B2 (en) | 2006-01-06 | 2009-12-22 | Active-Semi, Inc. | Primary side constant output voltage controller |
| US7471522B2 (en) * | 2006-08-03 | 2008-12-30 | Linear Technology Corporation | Light load regulator for isolated flyback converter |
| EP2067245B1 (en) * | 2006-09-13 | 2014-10-22 | Cree, Inc. | Circuitry for supplying electrical power to loads |
| IT1397304B1 (it) * | 2010-01-08 | 2013-01-04 | Tci Telecomunicazioni Italia Srl | Alimentatore per lampade a led regolabile con dimmer a taglio fase. |
| US9808547B2 (en) | 2013-04-18 | 2017-11-07 | Dm Tec, Llc | Sanitizer |
| US9950086B2 (en) | 2014-03-12 | 2018-04-24 | Dm Tec, Llc | Fixture sanitizer |
| US9700643B2 (en) | 2014-05-16 | 2017-07-11 | Michael E. Robert | Sanitizer with an ion generator |
| US10124083B2 (en) | 2015-06-18 | 2018-11-13 | Dm Tec, Llc | Sanitizer with an ion generator and ion electrode assembly |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2063511A5 (ja) * | 1969-10-20 | 1971-07-09 | Sautel Auguste | |
| DE1962133A1 (de) * | 1969-12-11 | 1971-06-16 | Telefonbau & Normalzeit Gmbh | Gleichstromsteller mit lastunabhaengiger konstanter Ausgangsspannung |
| BE791943A (fr) * | 1972-02-18 | 1973-03-16 | Telecomunicazioni Soc It | Regulateur de tension et/ou de courant |
| JPS5218366B2 (ja) * | 1972-12-27 | 1977-05-21 | ||
| US3863140A (en) * | 1973-11-21 | 1975-01-28 | Rca Corp | Regulated power supply including forward feed |
| DE2413173B2 (de) * | 1974-03-19 | 1979-05-17 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer geregelten Ausgangsspannung |
| NL7507437A (nl) * | 1975-06-23 | 1976-12-27 | Philips Nv | Schakeling voor het omzetten van een ingangsgelijk- spanning in een uitgangsgelijkspanning. |
-
1980
- 1980-06-16 US US06/159,560 patent/US4301497A/en not_active Expired - Lifetime
-
1981
- 1981-03-30 JP JP4570281A patent/JPS5713966A/ja active Granted
- 1981-04-02 DE DE8181102498T patent/DE3166903D1/de not_active Expired
- 1981-04-02 EP EP81102498A patent/EP0042043B1/en not_active Expired
- 1981-05-06 CA CA000376931A patent/CA1158716A/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4301497A (en) | 1981-11-17 |
| EP0042043B1 (en) | 1984-10-31 |
| CA1158716A (en) | 1983-12-13 |
| JPS5713966A (en) | 1982-01-25 |
| DE3166903D1 (en) | 1984-12-06 |
| EP0042043A1 (en) | 1981-12-23 |
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