JPS6277873A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の分野〕 本発明は、電源装置に関し、特に螢光ランプ等の放電灯
の点灯装置に用いて好適な電源装置に関する。

［発明の背景］ 螢光ランプ等の放電灯の点灯装置として、一対のパワー
スイッチングトランジスタをシングルエンデツドプッシ
ュプル回路にしていわゆるハーフブリッジ方式にしたシ
リーズインバータを用いたものが知られている。また、
このようなシリーズインバータの出力電流をトランスに
より検出して該１〜ランスの二次巻線からベースに帰還
させることにより上記１−ランジスタを交互にオン・Ａ
フさせる自動式のものも知られている。この点灯装置で
は、負荷としての発光ランプを限流用インダクタを介し
てインバータの出力端に接続し、かつランプと並列に始
動用コンデンサを接続している。

ところで、このような装置を無負荷、エミレスおよび片
エミランプ等負荷インピーダンスが高い状態で動作さけ
た場合は、インバータ部のパワー［ヘランジスタに上記
限流用インダクタと始動用コンデンサとの直列共振によ
る大電流が流れ、動作条件が定格を越える危険があった
。例えば、１１０ＷＸ１灯シリーズインバータでは、無
負荷時パワートランジスタロス大で熱暴走する。また、
負荷庸絡時には、短絡電流が電気用品取締法上のより一
般的な規格である１Ａをオーバしてしまう。そこで、こ
れらの状態を検出して、発振を停止または間欠する必要
があった。

従来、無負荷等はドライブＣＴの二次側電圧またはラン
プ電圧等が設定値より高くなることにより検出し、短絡
は前記電圧が設定値より低くなることにより、あるいは
発振周波数の低下（自励の場合）により検出していた。

従って、魔負荷等および短絡の両方を検出して、発振を
停止する等の対策を行なうためには検出回路が２組必要
であるという不都合があった。

［発明の目的］ 本発明の目的は、上述の従来形における問題点に鑑み、
放電灯点灯装置において、従来２組必要であった異常負
荷時発振制御回路の検出部を簡略化し、１組の簡単な検
出回路で無負荷等と短絡との双方を検出することにある
。

［実施例の説明１ 以下、図面を用いて本発明の詳細な説明ブる。

第１図は、螢光ランプを負荷とするトランジスタインバ
ータ点灯装置に本発明を適用した場合の実施例を示す。

同図の装置においては、ＡＣ２００Ｖの電源からサージ
吸収回路１およびノイズ防止・力率改善回路２を介して
入力された交流入力を整流回路３により直流平滑出力に
変換し、これをフィルタチョークＬを介して５ＥＰＰス
イツチングトランジスタＱ１ａとＱｌｂとからなるシリ
ーズインバータ回路４に供給して高周波電流に変換し出
力端子５に接続された螢光ランプＦを点灯するようにし
である。

スイッチング１〜ランジスタＱ１ａのエミッタには抵抗
Ｒｅａ′ｂ＜直列に１妄続されており、また、トランジ
スタＱ１ｂのエミッタにも同様の抵抗Ｒｅｂが接続され
ている。

１〜ランスＴ１は可飽和形の帰ｉｆｆ用電流トランスで
あり、ひとつの−次巻線Ｗ１１と二つの互いに逆巻きの
二次巻線Ｗ２ａ、　Ｗ２ｂどを有する。−次巻線Ｗ１１
は出力端子５に直列に挿入され、そこに流れる負荷電流
を検出してそれに対応した互いに逆相の二次電圧を各二
次巻線Ｗ　２ａ、　Ｗ　２ｂに生ぜしぬる。

二次巻線Ｗ２ａは抵抗Ｒ１ａ、　Ｒ２ａｄ３よびコンデ
シナＣ２ａ等からなるベース駆動回路を介してスイッチ
ング１〜ランジスタＱｉａのベースに接続され、二次巻
線Ｗ２ｂも同様に抵抗Ｒ２ｂおよびコンデンサＣ２ｂ等
を介してスイッチングトランジスタＱｌｂのベースに接
続されている。また、このＱｌｂのベース駆動回路には
異常負荷のときに発振を制御する発振制御回路の一部で
あるトランジスタＱ３および０４等が介挿されている。

螢光ランプＦは、チョークコイルＣＨを介して出力端子
５と整流回路３の直流出力端子との間に交流的に＊巷鴫
接続されている。

また、整流回路３のプラス側直流出力端子から、出力端
子５との間に接続された抵抗Ｒ５、さらに抵抗Ｒ７およ
びコンデンサＣ１を順に経由して整流回路３のマイナス
側直流出力端子に至る直列回路と、抵抗Ｒ５とＲ７との
接続点Ｊから一方のスイッチングトランジスタＱ１ｂの
ベースに直列接続された双方向４ＪイリスタＳＳとで構
成される弛張発振回路により、インバータ回路４の起動
回路を形成している。尚、接続点Ｊとスイッチングトラ
ンジスタＱ１ｂのコレクタとの間に順方向に接続された
ダイオードＤ１は、インバータ起動後にコンデンサＣ１
の充電電圧を双方向サイリスタＳＳのブレークオーバー
電圧以下に保ち、起動回路の動作を停止させ、インバー
タの誤動作を防止するためのものである。

この点灯回路において、まずＡＣ２００Ｖ電源を投入し
て整流回路３の直流出力端にその全波整流平滑直流出力
を生じると、抵抗Ｒ５、Ｒ７を介してコンデンサＣｊに
電荷が蓄積される。これにより接続点Ｊの電位が上昇し
、それが双方向サイリスタＳＳのブレークダウン電圧を
超えるとＳＳが導通して片側のスイッチングトランジス
タＱｌｂにベース電流を供給し、トランジスタＱ１ｂが
導通状態になり、インバータが起動されて発振を開始す
る。

起動直後は螢光ランプＦが放電可能状態に達していない
ので、出力端子５にはチョークＣＨとランプの両フィラ
メント間に接続された始動用コンデンサＣＯ１，ＣＯ２
との直列共振回路が接続されていることになり、この共
振系のＱが高いため負荷電流が例えば正常点灯時に対し
て大電流となっている。次いで、螢光ランプＦがフィラ
メントのウオーミングアツプを終了して放電を開始する
と、コンデンサＣ０１とＣＯ２とがランプｆｉｔ　７Ｆ
ｉパスによって実質的に側路されるため、前述の共振が
くずれて負荷電流が安定し、正常な点灯状態となる。

この間、負荷電流の一部がトランスＴ１によって帰還さ
れていることは述べるまでもなく、スイッチングトラン
ジスタＱ１ａおよびＱｌｂが交互にオンオフして発振を
持続する。

次に、第１図の装置における無負荷あるいは短絡の検出
動作を説明する。第１図において、６は異常負荷検出回
路、７は異常負荷時発振制御回路モある。

無負荷時、短絡時共に、共振系のＱが高いので、スイッ
チングトランジスタＱ　１ａ、　Ｑ　１ｂに逆パラのダ
イオード［）　ｘａ、　Ｄ　ｘｂが導通を開始する位相
と、共振電流のピーク位相はほぼ一致しており、上下の
ＤＣカットコンデンサＣｘａ、　Ｃｘｂリップル電圧の
和は各々のＤＣカットコンデンサＣｘａ、　Ｃｘｂリッ
プル電圧と同じか、あるいは小さい。一方、点灯時は共
振系のＱが低く、スイッチングトランジスタＱ１ａ、　
Ｑｌｂと逆パラのダイオード□　ｘａ、　ｏ　ｘｂの導
通開始は、共振電流ピーク値より遅れるので、ＤＣカッ
トコンデンサＣｘａ、　（：、　ｘｂ電圧波形が非対称
となり、オフセットがでるため、上下のＤＣカットコン
デンサＣｘａ、　Ｃｘｂリップル電圧の和は減少する。

以上より、入力のフィルタチョークＬの電圧ピーク値が
設定値以上となったことで、短絡や無負荷の検出が同時
にでき、検出回路の構成が簡単になる。また、入力フィ
ルタチョークＬは、検、出のため新たに追加するもので
なく、平滑コンデンサＣｆａ、　Ｃｒｂリップル電流低
減、雑音端子電圧低減として元々備わっており、コスト
アップ要因にならない。

第２図は、ＤＣカットコンデンサＣｘａおよびＣｘｂそ
れぞれのリップル電流の波形ｊａ、ｌｂおよび１−一タ
ルのリップル電圧波形ＶＴを示す。トータルのリップル
電圧は各々のＤＣカットコンデンサのリップル電流の和
と考えられる。第２図の各波形かられかるように、通常
のランプ点灯時にはトータルなリップル電圧は小さく、
無負荷等あるいは短絡の場合は通常より大きい。

従って、第１図において、通常のランプ点灯時には入力
フィルタチョークＬの電圧ピーク値も小さくトランジス
タＱ２のベースには電流が流れず、Ｑ２はオフしたまま
となる。そして、トランジスタＱ３のベースにはベース
電流が流れることとなりＱ３はオンし、これによりトラ
ンジスタＱｉｆ、ｓオンする。その結果、インバータ回
路側のスイッチングトランジスタＱ１ｂにはベース電流
が供給されることとなり、発振が開始または継続する。

一方、無負荷等あるいは短絡時には、入力フィルタチョ
ークＬの電圧ピーク値は上がり、コンデンサＣ３は抵抗
Ｒ８を介して充電され、このコンデンサＣ３の端子電圧
がゼナーダイオードＺＤのゼナー電圧を超えた点でトラ
ンジスタＱ２が導通する。これにより、トランジスタＱ
３のベース電流がトランジスタＱ２に側路されＱ３はオ
フする。

その結果、トランジスタＱ４もオフし、インバータ回路
４のスイッチングトランジスタＱｌｂのべ一スミ流が遮
断され発１辰が停止することとなる。

第１表は、第１図の装置における各部の電圧値等の実測
！ｉｒｉである。２木のＤＣ力ットコンデンナリップル
電圧は入力フィルタチョークし電圧を整流平滑して生成
している。同表より、点灯時と無負荷および短絡時とで
はリップル電圧に大きな差があることがわかる。従って
、上記実施例のような１つの異常負荷検出および発振制
御回路で短絡および無負荷等の両方が検出でき発振を制
御できる。

本実施例によれば、点灯時と無負荷時または短絡時との
検出出力比が従来より大きくなっている。

例えば、第２表は、検出電圧の比を比較したものである
。なａ５、実施例の数値は、ＤＣカットコンデンサ２個
で入力フィルタＬの電圧をゼロ−ビーク検波して測定し
たものである。

なお、本発明は、他動、自動、どちらの方式でも適用可
能である。また、主トランジスタに並列のコンデンサは
あってもなくてもよいし、ＤＣカットコンデンサは１個
でも２個でもとららでもよい、ただし、ＤＣカットコン
デンサが１個の場合は検出値が小さくなる。

さらに、本発明は上記の実施例に限ることなく第３〜１
０図に示すような他の実施例によっても実施が可能であ
る。例えば、第５および６図はフィルタチョークＬの代
わりに電流トランスＣＴを用いた例、第８図はフィルタ
チョークＬの代わりに抵抗を用いた例、そして第９図は
フィルタチョークＬに電流検出用の二次巻線を設けた例
を示す。

［発明の効宋］ 以上説明したように、本発明によれば、電源からインバ
ータへ供給される電流を検出し、この電流が設定値以上
の場合、インバータの発振を停止または間欠させる発振
制御回路を設けているので、検出回路数を２つから１つ
へ低減することができ、また構成が簡単になりコストを
低下することかできる。

さらに、点灯時と無負荷時または炉絡時との検出出力比
が従来より大きくなり、部品バラツキによる陽動作が防
止できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係る電源装置を用いた点灯
装置の回路構成図、第２図はＤＣカットコンデンサのリ
ップル電圧等の波形を示す図、第３〜１０図は本発明の
実施例を示す図である。 ３：電源回路、４ニジリ一ズインバータ回路、ＣＯｌ、
　ＣＯ２：コンデンサ、ＣＨ：チョークコイル、Ｔ１　
：帰還用電流］・ランス、Ｗ１１ニー次巻線、Ｗｌａ、
　Ｗｌｂ：二次巻線、Ｑｌ　　（Ｑｌａ、　Ｑｌｂ）　
：主スイツチングトランジスタ、６：異常負荷検出回路
、７：異常負荷時発振制御回路、Ｌ：フィルタチョーク
、ＲＤ二低抵抗

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、直流電源と、該直流電源電力より高周波出力を発生
   するインバータと、該インバータの出力端子に接続され
   たインダクタとコンデンサとの直列回路と、これらのイ
   ンダクタまたはコンデンサのいずれかに等価的に並列に
   接続された負荷とを備えた電源装置において、 上記直流電源からインバータへ供給される電流を検出し
   、この電流が設定値以上の場合、上記インバータの発振
   を停止または間欠させる発振制御回路を設けたことを特
   徴とする電源装置。 ２、前記電流を直流電源とインバータとの間に介挿した
   フィルタチョークの端子間電圧により検出する特許請求
   の範囲第１項記載の電源装置。 ３、前記電流を直流電源とインバータとの間に介挿した
   フィルタチョークに設けた二次巻線の誘起電圧により検
   出する特許請求の範囲第１項記載の電源装置。 ４、前記電流を直流電源とインバータとの間に介挿した
   抵抗の端子間電圧により検出する特許請求の範囲第１項
   記載の電源装置。 ５、前記電流を直流電源とインバータとの間に介挿した
   電流トランスの二次巻線側誘起電圧により検出する特許
   請求の範囲第１項記載の電源装置。 ６、前記直流電源が交流電源と整流回路からなる特許請
   求の範囲第１、２、３、４または５項記載の電源装置。