JPS627788B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は基準周波数に同期するように位相制御
を行なう電動機の制御装置に関するものである。

一般に、高度の速度安定性を要求される電動機
（たとえば、ダイレクト・ドライブ・プレーヤな
どの音響機器用）の場合、すなわち負荷トルクの
変動、電源電圧の変動に対しても電動機回転速度
を安定に保ちたい場合、安定な基準発振周波数に
同期するよう位相制御をかける方法がある。基準
発振器としては、水晶発振器あるいは、十分に温
度補償されたCR発振器などが使われる。

その場合、過度応答などの制御性を良好とする
ためには、位相帰還ループだけでなく、適切なダ
ンピングをかけるために速度帰還ループを設ける
必要がある。さて、電動機の速度設定の切換え数
が多数になつたり、ある設定速度を中心に数％以
上変化させるような場合には、基準周波数に対す
る位相同期点が大幅にずれて同期トルク範囲（負
荷トルクの変化に対しても位相同期しているトル
ク範囲）が極端に狭くなつてしまつたり、ときに
はまつたく同期がはずれてしまうことがある。

これは、同期速度が変化するための速度帰還系
の回路の動作点がずれてしまい、それを位相帰還
系が補償するように動作するためである。基準周
波数の変化が小さい間は位相同期点が若干ずれる
ことにより自動的に補償できるが、数％以上の変
化に対しては限界を越えて位相制御ができなくな
る。このため、安定にしかも大幅に基準周波数を
可変して電動機の速度をコントロールするため
に、速度帰還系の周期―電圧変換回路を基準周波
数により制御し、その周期―電圧変換回路の動作
中心点の周波数を基準周波数に対応させるように
した方法が用いられる。つまり、基準周波数にか
かわりなく安定状態での周期―電圧変換回路の出
力電圧をその周期−電圧変換回路の動作範囲の中
心に一定になるように設定させ、基準周波数を可
変としても位相同期点がずれないようにしたもの
である。

従来、上記周期―電圧変換回路は充電コンデン
サを使用して、その充放電を電動機の回転速度に
比例した周波数信号で制御し、そのコンデンサの
充電電圧をサンプルホールド回路にてサンプルホ
ールドする方式が広く使用されている。上記で述
べた基準周波数の大幅な可変に対しても安定に動
作させるためには、充電コンデンサに充電するた
めの定電流回路の充電電流の設定を、可変の基準
周波数に対応して自動的に変えるようにした方法
などにより実現されている。このようなサンプル
ホールド方式を採用した電動機の制御装置を一体
化し集積回路としたものは数多く製品化されてい
る。

しかしながら、このサンプルホールド方式によ
るものは、集積回路の製造上の定電流回路のバラ
ツキや、使用する充電コンデンサの容量バラツ
キ、また温度ドリフトなどの影響が大きい。この
ため、電動機を安定に制御するためにはかなりの
調整個所を必要とし、集積回路とした場合の外付
け部品（充電コンデンサや調整用可変抵抗等）が
多くなり、回路的にも複雑となり使用しずらい欠
点がある。このような充電コンデンサによるサン
プルホールド方式の欠点を一掃する方法としてデ
ジタル―アナログ変換回路（Ｄ／Ａコンバータ）
を用いた周期―電圧変換回路が考えられる。つま
り、充電コンデンサによるサンプルホールド回路
をＤ／Ａコンバータにおき換えることにより、す
べてをデジタル的に処理することが可能となり、
充電コンデンサや調整用可変抵抗器等の部品が削
除されるとともに、調整個所を完全になくすとい
う大きな利点が生まれる。しかしながら、コンデ
ンサ方式のサンプルホールド方式の周期―電圧変
換回路の出力が完全なリニアであるのに対し、
Ｄ／Ａコンバータ方式では、その出力があくまで
階級状のステツプ変化であるため、基準周波数に
対応する周期―電圧変換回路の中心動作点近傍の
直線性（単調増加性）の特性が特に要求されるこ
とになる。第１図ａ〜ｃはＤ／Ａコンバータ出力
の拡大図で、第１図ａはＤ／Ａコンバータ出力が
理想的な直線性の場合、第１図ｂ，ｃはそれぞれ
直線性の悪い場合を示している。すなわち、第１
図ｂ，ｃに示すように直線性が悪化すると、それ
が誤差電圧として発生し、電動機のワラ・フラツ
ター特性等に悪影響を及ぼして使用に耐えなくな
るからである。

Ｄ／Ａコンバータの基本回路としては、重み抵
抗回路網を用いたものや、Ｒ―2Rラダー抵抗回
路網を用いたＤ／Ａコンバータ等があるが、製造
上や精度面の有利さからＲ―2Rラダー抵抗回路
網のＤ／Ａコンバータがよく用いられている。第
２図はそのＲ―2Rラダー抵抗回路網のＤ／Ａコ
ンバータ基本回路である。さて、このＤ／Ａコン
バータを周期―電圧変換回路に採用する場合に、
そのＤ／Ａコンバータの分解能としては、８ビツ
ト程度かそれ以上が要求される。しかしながら、
これを第２図の回路で実現する場合において、電
動機の特性上から最も精度が要求される中心動作
点での直線性誤差が最大となる大きな欠点を有し
てしまう。このことはＤ／Ａコンバータの回路か
らの周知のことである。これをＤ／Ａコンバータ
のラダー抵抗のトリミングにより必要なレベルに
することは可能であるが、このトリミングは非常
に困難であり、製造的に高価すぎるものとなる。
以上のような理由により、周期―電圧変換回路に
Ｄ／Ａコンバータ方式を採用することは、充電コ
ンデンサによるサンプルホールド方式に比して電
動機の制御装置を集積回路化する面で数多くの利
点がありながらも、実現することが困難であつ
た。

本発明は上記実情に鑑みてなされたもので、そ
の目的は、Ｄ／Ａコンバータ方式を用い、基準周
波数の変化に対しても位相同期点が変化せず安定
した位相制御ができ、しかも集積化が容易で安価
な電動機の制御装置を提供することにある。

以下、本発明の一実施例を図面を参照して説明
する。第３図はその回路構成図、第４図は第３図
の各部の信号波形である。第３図において、１は
電動機で、この電動機１の回転速度に比例した周
波数信号を検出するものが周波数発電機２であ
る。この周波数発電機２で検出された信号は、波
形整形／同期回路３で波形整形されるとともに、
周期―電圧変換回路４の動作クロツク_Oにより
同期がとられ（_FG）、上記周期―電圧変換回路
４の中のパルス発生回路５および後述の位相比較
器１２の一方の入力端子に入力される。パルス発
生回路５は、リセツトパルスＲおよびセツトパル
スＳを発生する。周期―電圧変換回路４はこのパ
ルス発生回路５、タイマ回路６、アツプカウンタ
７、このアツプカウンタ７の動作クロツク_Oを
制御するためのゲート８、ラツチ回路９および
Ｄ／Ａコンバータ１０を含めて構成されている。
タイマ回路６は基準周波数切換え信号Ｔに応じ
て、アツプカウンタ７の動作クロツク_Oを、ゲ
ート８を通じて制御する。すなわち、まず、波形
整形／同期回路３からの出力_FGの周期に応じて
パルス発生回路５から発生するリセツトパルスＲ
によりタイマ回路６、アツプカウンタ７がリセツ
トされる。その後、タイマ回路６は一定時間（ｔ
_M1またはｔ_M2）後に、その出力Ｇによりゲート８
を開き、アツプカウンタ７が動作クロツク_Oで
アツプカウント動作を行なう。次に、リセツトパ
ルスＲが発生する時刻より前の時刻に発生するセ
ツトパルスＳによりゲート８が閉じられ、アツプ
カウンタ７のアツプ動作を停止させる。このよう
にして第４図に示されるようなクロツクCKがア
ツプカウンタ７に入力される。同時に、その時の
アツプカウンタ７の内容がラツチ回路９にセツト
される。このラツチ回路９の内容に応じてＤ／Ａ
コンバータ１０が動作することになる。よつて
Ｄ／Ａコンバータ１０の出力には電動機１の回転
周期に比例した電圧が発生する。

位相比較器１２は、その他方の入力端子に周波
数可変の基準周波数発生回路１１からの基準信号
_Rが入力されていて、この基準信号_Rと周波数
発電機２の周波数信号_FGとの位相比較を行な
い、それらの位相差φに比例した電圧を出力す
る。そして、演算回路１３でこの位相比較器１２
の出力と上記Ｄ／Ａコンバータ１０の出力との和
が求められる。さらに、演算器１４でこの演算回
路１３の出力と基準電圧発生回路１５の出力との
差が求められ、誤差信号が出力される。そして、
この誤差信号は増幅器１６で増幅され、給電制御
回路１７の出力（給電電圧Ｅ_P）で電動機１の給
電を制御する。

電動機１が位相同期している場合に、Ｄ／Ａコ
ンバータ１０の動作点がその動作範囲の中心にな
るように、タイマ回路６の設定時間（ｔ_M1とｔ_M
２）を決めて周期―電圧変換回路４の動作中心周
波数を基準周波数に対応させるようにすると、基
準周波数を変化させても位相同期点がずれない。
しかし、この時の周期―電圧変換回路４の動作点
ではＤ／Ａコンバータ１０の直線性誤差が最大で
あり、この誤差のため特性上使用しがたいものと
なつてしまう。

このようなことこら、本発明の実施例では、タ
イマ回路６の設定時間を変え、位相同期時のＤ／
Ａコンバータ１０の動作点を第５図に→で示
すように中心からわずかに上側へ移してＤ／Ａコ
ンバータ１０の直線性誤差の影響をなくしてい
る。

次に、上記実施例の動作を第４図の信号波形図
を参照して詳しく説明する。

_Oは周波数可変の基準周波数発生回路１１か
ら出力されアツプカウンタ７を動作させるための
クロツクで、これは基準周波数を可変した場合も
一定の周波数である。_Rは可変の基準周波数で
あり、_Oを分周してつくられている。この基準
周波数_Rは、時刻t₁以前（t₀からt₁）では_R1の
周波数で、時刻t₁以降には_R2（ただし、_R2＞
_R1）の周波数に切えられている。Ｔ信号がこの
切換え指令信号である。Ｇ信号はタイマ回路６の
出力でゲート８を通してアツプカウンタ７の入力
クロツク_Oを制御するゲート信号である。ｔ_M1
は基準周波数が_R1の時のタイマ設定時間で、ｔ
_M2は_R2の時の設定時間である。ここで設定時間
（ｔ_M1，ｔ_M2）を、波形整形／同期回路３の出力
_FGが_Rと位相同期している場合のＤ／Ａコン
バータ１０の動作点が中心にくる時間よりもわず
かに短く決定する（たとえば_Oの８周期程度短
くする）。設定時間のｔ_M1とｔ_M2の切換えはＴ信
号で制御されている。

時刻t₀からt₁の間では、位相制御系は安定状態
になつており、基準周波数_Rと電動機１の回転
速度に比例する信号_FGは、基準の位相φで安定
して同期制御されている。Ｓ信号はアツプカウン
タ７の内容をラツチ回路９へセツトする信号で、
この立ち上がりでゲート８が閉じられる。Ｒ信号
はタイマ回路６、アツプカウンタ７のそれぞれの
内容をクリアする信号で、Ｓ信号の立ち下がりか
ら発生するようになつている。セツト信号Ｓは信
号_FGの立ち上がりで発生するようになつてい
る。時刻t₀からt₁の間では定常状態であるため、
位相差信号Ｖ〓および速度信号Ｖ_Fも一定値であ
り、給電制御回路１７から電動機１への給電電圧
Ｅ_Pも一定である。

時刻t₁で基準周波数_Rが切換えられると、タ
イマ設定時間ｔ_M1がｔ_M2に変化する。基準周波数
_Rが_R1から_R2へ切換えられても、位相およ
び速度検出の遅れのため、かつ電動機１の慣性モ
ーメントのために即時には速度が追随しないが、
位相差信号Ｖ〓および速度信号Ｖ_Fが第４図に示
すように変化する。これにより、給電制御回路１
７の出力電圧Ｅ_Pが変化し、時刻t₂には安定状態
となる。図では説明しやすいように、実際よりか
なり早く安定するように示している。

ここで、注目すべき点は、タイマ回路６の設定
時間（ｔ_M1，ｔ_M2）が前述したようになつている
ため、安定状態でのＤ／Ａコンバータ１０の出力
が、Ｄ／Ａコンバータ１０の直線性誤差が特性に
影響をおよぼさない点、つまり、Ｄ／Ａコンバー
タ１０の動作範囲の中心点よりわずか上側（たと
えば８ステツプ程度上側）に定まるようになるこ
とである。このようにして、タイマ回路６のタイ
マ設定時間により、位相制御の際の基準周波数
（第５図の１／_R）に対応するＤ／Ａコンバータ
１０の動作点（即ち、出力電圧値）が、中心（第
５図の1/2（Vcc））より多少上側に移行する。こ
こで、前記のように、通常ではＤ／Ａコンバータ
の動作中心点近傍の単調増加性が悪化するため、
その動作中心点に位相同期時の基準周波数が対応
されると、基準周波数の変化に応じて出力される
Ｄ／Ａコンバータの出力電圧は誤差の高い電圧値
となる。しかし、本発明では、位相同期等の基準
周波数に対応するＤ／Ａコンバータ１０の動作点
をその動作範囲の中心よりずらすことにより、こ
のＤ／Ａコンバータ１０の単調増加性の悪化で発
生する周期―電圧変換回路の誤差を押えることが
できる。したがつて、高精度で高コストのＤ／Ａ
コンバータを使用することなく、低コストで集積
化の可能なＤ／Ａコンバータ方式の周期―電圧変
換回路を得ることができる。

尚、上記実施例では、Ｄ／Ａコンバータ１０の
動作点が中心よりわずかに上側に移るようにして
いたが、逆に下側に移動するようにタイマ回路６
の設定時間をＤ／Ａコンバータ１０の動作中心点
にくる時間よりわずかに長く決定しても同等の効
果が得られる。

また、第３図および第４図の説明では、基準周
波数を可変した場合でも、周期―電圧変換回路４
の動作点が安定状態においては中心点よりわずか
上側に一定となるようにタイマ設定時間を基準周
波数切換信号Ｔで制御しているが、このかわり
に、タイマ回路６の動作クロツク_Oの周波数を
基準周波数の変化とあわせて可変しタイマ設定時
間を制御するような方法でもよい。

以上詳細に説明したように本発明によれば、基
準周波数の変化に対しても位相同期点が変化せず
安定して電動機の回転速度を位相制御できる電動
機の制御装置において、特性上や価格的な問題か
ら、その周期―電圧変換回路にＤ／Ａコンバータ
方式を採用できなかつた欠点をなくし、安価で使
用しやすく集積回路化に最適な電動機の制御装置
を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図ａ〜ｃはそれぞれＤ／Ａコンバータ出力
の拡大図、第２図はＲ―2Rラダー抵抗回路網に
よる４ビツトのＤ／Ａコンバータの基本回路図、
第３図は本発明の一実施例のブロツク図、第４図
は第３図の各部の信号波形図、第５図は上記実施
例のＤ／Ａコンバータ出力特性図である。 １……電動機、２……周波数発電機、３……波
形整形／同期回路、４……周期―電圧変換回路、
５……パルス発生回路、６……タイマ回路、７…
…アツプカウンタ、８……ゲート、９……ラツチ
回路、１０……Ｄ／Ａコンバータ、１１……基準
周波数発生回路、１２……位相比較器、１３，１
４……演算回路、１５……基準電圧発生回路、１
６……増幅器、１７……給電制御回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 電動機の回転速度に応じた電動機周波数信号
   を検出する信号検出手段と、周波数可変の基準周
   波数信号を発生する基準周波数信号発生手段と、
   上記電動機周波数信号の位相と上記基準周波数信
   号の位相とを比較してその位相差に応じた電圧を
   出力する位相差検出手段と、上記電動機周波数信
   号をその周期に応じた電圧に変換するためのデジ
   タル―アナログ変換回路及び上記基準周波数に対
   応する前記デジタル−アナログ変換回路の動作点
   をその動作範囲の中心点より多少移行させるため
   のタイマ回路を備えた周期―電圧変換手段と、上
   記周期―電圧変換手段の出力電圧と上記位相差検
   出手段の出力電圧とを加算する加算手段と、この
   加算手段の出力電圧と予め設定される基準電圧と
   の差を検出する誤差検出手段と、この誤差検出手
   段の出力に応じて上記電動機への供給電力を制御
   する給電制御手段とを具備したことを特徴とする
   電動機の制御装置。