JPH0817583B2 - 速度サ−ボ回路 - Google Patents
速度サ−ボ回路Info
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- JPH0817583B2 JPH0817583B2 JP59134893A JP13489384A JPH0817583B2 JP H0817583 B2 JPH0817583 B2 JP H0817583B2 JP 59134893 A JP59134893 A JP 59134893A JP 13489384 A JP13489384 A JP 13489384A JP H0817583 B2 JPH0817583 B2 JP H0817583B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- speed
- motor
- signal
- rotation
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P5/00—Arrangements specially adapted for regulating or controlling the speed or torque of two or more electric motors
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rotational Drive Of Disk (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 この発明はフロッピーディスクを駆動するモータ等に
適用して好適なモータの速度サーボ回路，特に過渡特性
の優れた速度サーボ回路に関する。
適用して好適なモータの速度サーボ回路，特に過渡特性
の優れた速度サーボ回路に関する。
背景技術とその問題点 モータの回転速度を基準の回転速度に制御するために
使用される速度サーボ回路は一般に第２図に示すように
構成される。
使用される速度サーボ回路は一般に第２図に示すように
構成される。
制御対象たるモータ（１）にはモータ（１）の回転速
度に比例した回転信号SMを得る周波数発電機（FG）等の
回転信号発生手段（２）が設けられ、この回転信号SMと
端子（３）に供給された基準信号SREFとが速度偏差形成
手段（４）に供給されて、基準信号SREFに対するモータ
回転速度の偏差量（PWM信号）が求められ、この速度偏
差信号ΔＶがローパスフィルタ（５）にて直流制御電圧
VCTLに変換され、変換されたこの直流制御電圧VCTLがモ
ータドライバー（６）に供給されることによって、モー
タ（１）は基準信号SREFに対応した回転速度にコントロ
ールされる。
度に比例した回転信号SMを得る周波数発電機（FG）等の
回転信号発生手段（２）が設けられ、この回転信号SMと
端子（３）に供給された基準信号SREFとが速度偏差形成
手段（４）に供給されて、基準信号SREFに対するモータ
回転速度の偏差量（PWM信号）が求められ、この速度偏
差信号ΔＶがローパスフィルタ（５）にて直流制御電圧
VCTLに変換され、変換されたこの直流制御電圧VCTLがモ
ータドライバー（６）に供給されることによって、モー
タ（１）は基準信号SREFに対応した回転速度にコントロ
ールされる。
さて、このような速度サーボ回路（10）では、周知の
ようにモータ（１）の回転の立上り、すなわち過渡特性
が悪く、オーバーシュートしてしまうので整定時間が長
くかかるという欠点がある。
ようにモータ（１）の回転の立上り、すなわち過渡特性
が悪く、オーバーシュートしてしまうので整定時間が長
くかかるという欠点がある。
すなわち、第２図に示す速度サーボ回路（10）のよう
なフィードバック制御系は、第３図に示すような制御ブ
ロックとして表わすことができる。同図で、ωはフィー
ドバック制御後のモータ（１）の回転周波数、ωrefは
基準周波数であって、ローパスフィルタ（５）及びモー
タドライバー（６）を含めたモータ（１）は夫々一次遅
れ要素として表わされることから、このフィードバック
制御系の伝達関数は次のようになる。
なフィードバック制御系は、第３図に示すような制御ブ
ロックとして表わすことができる。同図で、ωはフィー
ドバック制御後のモータ（１）の回転周波数、ωrefは
基準周波数であって、ローパスフィルタ（５）及びモー
タドライバー（６）を含めたモータ（１）は夫々一次遅
れ要素として表わされることから、このフィードバック
制御系の伝達関数は次のようになる。
（１）式の分母を ｆ（ｓ）＝T1T2s2＋（T1＋T2）ｓ＋AK1＋１ ‥‥（２） とおけば、（２）式をダンピングファクタξを使用して
表わすと（３）式のようになる。
表わすと（３）式のようになる。
ｆ（ｓ）＝T1T2（s2＋２ξωns＋ωn 2） ‥‥（３） ダンピングファクタξが１より小さければ小さいほ
ど、モータ回転数の立上り時のオーバーシュートが大き
くなり、逆にξ＞１であればオーバーシュートが小さく
なるか、若しくは零にすることができる。
ど、モータ回転数の立上り時のオーバーシュートが大き
くなり、逆にξ＞１であればオーバーシュートが小さく
なるか、若しくは零にすることができる。
ここで、（２）式のように変形できる。
（３）式との関係から、 となる。モータ回転数制御の場合、通常T1≪T2であるこ
とから、（５）式は（７）式のように変形できる。
とから、（５）式は（７）式のように変形できる。
オーバーシュート量は（７）式の分子と分母の比によ
って決まり、通常はK1が充分大きいために、 ξ＜1.0 ‥‥（８） 従って、従来のフィードバック制御系では、（８）式
から明らかなように必ずオーバーシュートが発生する。
って決まり、通常はK1が充分大きいために、 ξ＜1.0 ‥‥（８） 従って、従来のフィードバック制御系では、（８）式
から明らかなように必ずオーバーシュートが発生する。
なお、比例ゲインK1を小さくすれば、オーバーシュー
トを抑圧することができるが、この比例ゲインK1はモー
タ回転数の定常偏差と反比例する関係にあり、比例ゲイ
ンK1を小さくするとそれだけ定常偏差が大きくなり、こ
のため一般的には定常偏差を小さくしてオーバーシュー
トの発生も余儀なしとしていた。従って、当然ながら整
定時間が長い。
トを抑圧することができるが、この比例ゲインK1はモー
タ回転数の定常偏差と反比例する関係にあり、比例ゲイ
ンK1を小さくするとそれだけ定常偏差が大きくなり、こ
のため一般的には定常偏差を小さくしてオーバーシュー
トの発生も余儀なしとしていた。従って、当然ながら整
定時間が長い。
第４図は従来回路におけるモニタ回転数の立上り特性
を示すもので、この例ではK1＝５としたときの過渡特性
であって、オーバーシュートが発生し、目標の回転数に
到達するまでの整定時間が相当長いことが判る。
を示すもので、この例ではK1＝５としたときの過渡特性
であって、オーバーシュートが発生し、目標の回転数に
到達するまでの整定時間が相当長いことが判る。
発明の目的 そこで、この発明では、定常偏差を劣化させることな
く、オーバーシュートを抑えて過渡特性を改善したもの
である。
く、オーバーシュートを抑えて過渡特性を改善したもの
である。
発明の概要 そのため、この発明ではフィードバック制御系にデジ
タル回路による微分制御系を導入したものである。そし
て、具体的には、例えば、第９図及び第10図に示すよう
に、制御すべきモータＭの回転速度に比例した回転信号
SMを得る回転信号発生手段（２）と、上記回転信号から
上記モータの回転速度を計測する計測カウンタ（21）
と、この計測カウンタより得られる計測データに対する
第１の定数器（41）と、上記計測カウンタより得られる
１時点前の計測データをメモリするメモリ回路（42）
と、このメモリ回路より出力された１時点前の計測デー
タに対する第２の定数器（43）と、上記第１及び第２の
定数器の出力を減算する減算器（44）とを有するデジタ
ル微分回路（40）と、このデジタル微分回路より得られ
る微分特性データがロードされるデータカウンタ（23）
と、このデータカウンタに接続され、上記モータの回転
速度を一定に保つための制御電圧VCTLを出力するサーボ
回路とを備え、このサーボ回路から出力された制御電圧
を直流制御電圧として上記モータの回転速度制御を行う
ようにしたものである。
タル回路による微分制御系を導入したものである。そし
て、具体的には、例えば、第９図及び第10図に示すよう
に、制御すべきモータＭの回転速度に比例した回転信号
SMを得る回転信号発生手段（２）と、上記回転信号から
上記モータの回転速度を計測する計測カウンタ（21）
と、この計測カウンタより得られる計測データに対する
第１の定数器（41）と、上記計測カウンタより得られる
１時点前の計測データをメモリするメモリ回路（42）
と、このメモリ回路より出力された１時点前の計測デー
タに対する第２の定数器（43）と、上記第１及び第２の
定数器の出力を減算する減算器（44）とを有するデジタ
ル微分回路（40）と、このデジタル微分回路より得られ
る微分特性データがロードされるデータカウンタ（23）
と、このデータカウンタに接続され、上記モータの回転
速度を一定に保つための制御電圧VCTLを出力するサーボ
回路とを備え、このサーボ回路から出力された制御電圧
を直流制御電圧として上記モータの回転速度制御を行う
ようにしたものである。
実施例 続いて、この発明に係るモータの速度サーボ回路につ
いて第１図及び第５図以下を参照して詳細に説明する。
いて第１図及び第５図以下を参照して詳細に説明する。
第１図はこの発明に係るモータの速度サーボ回路（1
0）の一例を示すものであって、これは第２図の従来回
路に適用した場合である。速度偏差信号の形成手段
（４）はデジタル処理構成のものが使用され、この形成
手段（４）には速度偏差信号の微分特性を付与する手
段、この例ではデジタル微分回路（特に図示せず）が設
けられる。
0）の一例を示すものであって、これは第２図の従来回
路に適用した場合である。速度偏差信号の形成手段
（４）はデジタル処理構成のものが使用され、この形成
手段（４）には速度偏差信号の微分特性を付与する手
段、この例ではデジタル微分回路（特に図示せず）が設
けられる。
第５図は第１図に示す速度サーボ回路（10）における
伝達関数を求めるためのフィードバック制御系を示すも
ので、この場合微分回路を挿入することによってskなる
微分要素が加わったものとして表わすことができる。
伝達関数を求めるためのフィードバック制御系を示すも
ので、この場合微分回路を挿入することによってskなる
微分要素が加わったものとして表わすことができる。
このときの伝達関数は（８）式となる。
ｆ（ｓ）T1T2s2＋（T1＋T2＋AK）ｓ＋AK1＋１ ‥‥
（９） ｆ（ｓ）はまた次のように表わせる。
（９） ｆ（ｓ）はまた次のように表わせる。
ｆ（ｓ）＝T1T2（s2＋２ξωns＋ωn 2） ‥‥（10） ここに、 である。
さて、（12）式において、ｋは微分ゲインを表わすも
のであるから、このｋを大きくすれば、ダンピングファ
クタξを１よりも大きくすることができる。ξ＞１であ
ればダンピング効果が大きくなるので、このｋを適当な
値にすることによってオーバーシュートを完全になくす
ことが可能である。
のであるから、このｋを大きくすれば、ダンピングファ
クタξを１よりも大きくすることができる。ξ＞１であ
ればダンピング効果が大きくなるので、このｋを適当な
値にすることによってオーバーシュートを完全になくす
ことが可能である。
第６図の曲線l1はｋ＝８としたときの過渡特性を示
す。このように、微分制御系を付加することで、オーバ
ーシュートを改善でき、それだけモータ（１）の整定時
間を短縮できる。図の例では整定時間は約2.0秒であ
る。
す。このように、微分制御系を付加することで、オーバ
ーシュートを改善でき、それだけモータ（１）の整定時
間を短縮できる。図の例では整定時間は約2.0秒であ
る。
この場合比例ゲインK1を従来よりも大きくすると、例
えばK1＝20位にすると定常偏差も改善でき、曲線l1の場
合、目標回転数が400rpmのとき、実際のモータ回転数は
394rpmとなる。
えばK1＝20位にすると定常偏差も改善でき、曲線l1の場
合、目標回転数が400rpmのとき、実際のモータ回転数は
394rpmとなる。
第７図はこの発明に係る速度サーボ回路（10）の他の
例を示すもので、この例は過渡特性の改善に加え、定常
偏差も改善した例である。
例を示すもので、この例は過渡特性の改善に加え、定常
偏差も改善した例である。
回転信号発生手段（２）より得られた回転信号SMと端
子（３）に供給された基準信号SREFが第１の信号形成手
段（11）に供給されて、基準周波数ωrefに対するモー
タ（１）の回転速度偏差に対応したパルス幅を有する第
１の速度偏差信号S1が形成される。第１の信号形成手段
（11）には微分要素が含まれている。この第１の速度偏
差信号S1は基準信号SREFが速度偏差に応じてパルス幅変
調されたパルス信号であって、第２図に示す速度偏差信
号ΔＶに対応する。
子（３）に供給された基準信号SREFが第１の信号形成手
段（11）に供給されて、基準周波数ωrefに対するモー
タ（１）の回転速度偏差に対応したパルス幅を有する第
１の速度偏差信号S1が形成される。第１の信号形成手段
（11）には微分要素が含まれている。この第１の速度偏
差信号S1は基準信号SREFが速度偏差に応じてパルス幅変
調されたパルス信号であって、第２図に示す速度偏差信
号ΔＶに対応する。
第１の速度偏差信号S1は端子（12）に加えられた基準
クロックCKaと共に、第２の信号形成手段（13）に供給
されて、回転信号SMの回転周期ごとに、速度偏差の極性
に対応した極性と速度偏差量に対応したパルス幅を有す
る第２の速度偏差信号S2が形成される。
クロックCKaと共に、第２の信号形成手段（13）に供給
されて、回転信号SMの回転周期ごとに、速度偏差の極性
に対応した極性と速度偏差量に対応したパルス幅を有す
る第２の速度偏差信号S2が形成される。
基準クロックCKaは後述するように、モータ（１）が
基準回転速度に達したときに得られる回転信号SMの周波
数よりも高い周波数に選定され、また速度偏差の極性と
は、この例では基準回転速度よりも速いときを正極性と
し、遅いときを負極性とする。このため、基準回転速度
よりも速いとき、第２の速度偏差信号S2はその速度偏差
量に応じたパルス幅を有する正極性のパルス信号が得ら
れ、これとは逆に基準回転速度よりも遅いときには、そ
の速度偏差量に応じたパルス幅を有する負極性の第２の
速度偏差信号S2が得られる。また、この正又は負極性の
パルスは回転信号SMの回転周期ごとに得られる。
基準回転速度に達したときに得られる回転信号SMの周波
数よりも高い周波数に選定され、また速度偏差の極性と
は、この例では基準回転速度よりも速いときを正極性と
し、遅いときを負極性とする。このため、基準回転速度
よりも速いとき、第２の速度偏差信号S2はその速度偏差
量に応じたパルス幅を有する正極性のパルス信号が得ら
れ、これとは逆に基準回転速度よりも遅いときには、そ
の速度偏差量に応じたパルス幅を有する負極性の第２の
速度偏差信号S2が得られる。また、この正又は負極性の
パルスは回転信号SMの回転周期ごとに得られる。
第２の速度偏差信号S2はさらに第３の信号形成手段
（14）に供給されて第２の速度偏差信号S2のパルス幅と
極性に対応してモータコントロール電圧VCTL（DC電圧）
のDCレベルがコントロールされる。すなわち、第２の速
度偏差信号S2が正極性のパルス信号である場合にはモー
タコントロール電圧VCTLのDCレベルが基準値よりも低く
なるようにコントロールされ、逆の場合には基準値より
も高くなるようにコントロールされる。
（14）に供給されて第２の速度偏差信号S2のパルス幅と
極性に対応してモータコントロール電圧VCTL（DC電圧）
のDCレベルがコントロールされる。すなわち、第２の速
度偏差信号S2が正極性のパルス信号である場合にはモー
タコントロール電圧VCTLのDCレベルが基準値よりも低く
なるようにコントロールされ、逆の場合には基準値より
も高くなるようにコントロールされる。
従って、モータコントロール電圧VCTLによってモータ
ドライバー（６）が駆動されてモータ（１）が基準回転
速度にコントロールされる。
ドライバー（６）が駆動されてモータ（１）が基準回転
速度にコントロールされる。
さて、第２の速度偏差信号S2によってコントロール電
圧VCTLのDCレベルは増減するものであるから、第２及び
第３の信号形成手段（11），（13）は一種の積分回路と
みなすことができる。
圧VCTLのDCレベルは増減するものであるから、第２及び
第３の信号形成手段（11），（13）は一種の積分回路と
みなすことができる。
説明の都合上、微分要素及びローパスフィルタ（５）
の一次遅れ要素を除外して、定常偏差のみについて考察
すると、この場合の伝達関数を示すフィードバック制御
系は第８図に示すように積分要素K2/s（K2は積分ゲイ
ン）を含んだブロックとして表わすことができ、ωとω
refとの関係は、 となり、このときｔ→∞でのωの値は、 となり、偏差Δωは、 Δω＝ωref−ωref＝０ ‥‥（16） となって、定常偏差Δωは零になる。
の一次遅れ要素を除外して、定常偏差のみについて考察
すると、この場合の伝達関数を示すフィードバック制御
系は第８図に示すように積分要素K2/s（K2は積分ゲイ
ン）を含んだブロックとして表わすことができ、ωとω
refとの関係は、 となり、このときｔ→∞でのωの値は、 となり、偏差Δωは、 Δω＝ωref−ωref＝０ ‥‥（16） となって、定常偏差Δωは零になる。
このため、第７図に示す速度サーボ回路（10）では基
準信号SREFに完全に比例した基準回転速度にモータ
（１）をコントロールすることができる。従って、この
ときの過渡特性は第６図曲線l2のようになる。
準信号SREFに完全に比例した基準回転速度にモータ
（１）をコントロールすることができる。従って、この
ときの過渡特性は第６図曲線l2のようになる。
第９図は第２図に示す従来の速度サーボ回路（10）に
第７図に示す技術を応用した倍であって、この場合には
第１の速度偏差信号S1が第２図の速度偏差信号ΔＶにな
ることから、第３の信号形成手段（４）の出力であるコ
ントロール電圧（V3とする）とローパスフィルタ（５）
で平滑されたコントロール電圧（V1とする）が混合回路
（15）で重畳され、重畳されたこのコントロール電圧V
CTLがモータドライバー（６）に供給される。
第７図に示す技術を応用した倍であって、この場合には
第１の速度偏差信号S1が第２図の速度偏差信号ΔＶにな
ることから、第３の信号形成手段（４）の出力であるコ
ントロール電圧（V3とする）とローパスフィルタ（５）
で平滑されたコントロール電圧（V1とする）が混合回路
（15）で重畳され、重畳されたこのコントロール電圧V
CTLがモータドライバー（６）に供給される。
この構成によっても、過渡特性及び定常偏差を改善す
ることができる。
ることができる。
続いて、この発明の実施例を説明する。第10図は第９
図に対応する実施例であって、その要部のみ示す。
図に対応する実施例であって、その要部のみ示す。
この実施例は第１及び第２の速度偏差信号S1,S2をデ
ジタル的に形成するようにした場合であって、第１の信
号形成手段（11）は計測カウンタ（21）、バイアスデー
タ用メモリ（又はレジスタ）（22）及びデータカウンタ
（23）を有し、計測カウンタ（21）には回転信号SMに同
期してバイアスデータ（初期データ）がロードされ、デ
ータカウンタ（23）にはやはりこの回転信号SMに同期し
て計測カウンタ（21）の計測データがロードされる。
ジタル的に形成するようにした場合であって、第１の信
号形成手段（11）は計測カウンタ（21）、バイアスデー
タ用メモリ（又はレジスタ）（22）及びデータカウンタ
（23）を有し、計測カウンタ（21）には回転信号SMに同
期してバイアスデータ（初期データ）がロードされ、デ
ータカウンタ（23）にはやはりこの回転信号SMに同期し
て計測カウンタ（21）の計測データがロードされる。
そのため、回転信号SM（第11図Ａ）は第１のモノマル
チ（25）に供給されて、その立下りに同期した第１のマ
ルチ出力M1（同図Ｂ）が形成されると共に、この第１の
マルチ出力M1がさらに第２のモノマルチ（26）に供給さ
れてその立上りに同期した第２のマルチ出力M2（同図
Ｃ）が形成される。第２のマルチ出力M2はＮビットの計
測カウンタ（21）に対するロードパルスとして使用さ
れ、第２のマルチ力M2のローレベル期間にバイアスデー
タがロードされる。バイアスデータは計測カウンタ（2
1）が一度キャリーを出してから2N-1の値となる時点が
目標の回転数となるような所定の値2M（Ｍ＜Ｎ）に設定
される。
チ（25）に供給されて、その立下りに同期した第１のマ
ルチ出力M1（同図Ｂ）が形成されると共に、この第１の
マルチ出力M1がさらに第２のモノマルチ（26）に供給さ
れてその立上りに同期した第２のマルチ出力M2（同図
Ｃ）が形成される。第２のマルチ出力M2はＮビットの計
測カウンタ（21）に対するロードパルスとして使用さ
れ、第２のマルチ力M2のローレベル期間にバイアスデー
タがロードされる。バイアスデータは計測カウンタ（2
1）が一度キャリーを出してから2N-1の値となる時点が
目標の回転数となるような所定の値2M（Ｍ＜Ｎ）に設定
される。
第１のマルチ出力M1は計測カウンタ（21）に対するク
ロックCKbをゲートするゲートパルスとして使用され、
そのためこのクロックCKbと第１のマルチ出力M1がアン
ドゲート（27）に供給される。計測カウンタ（21）の動
作をアナログ的に図示すれば第11図Ｄのようになり、第
２のマルチ出力M2でロードされたバイアスデータはこの
第２のマルチ出力M2がハイレベルになった時からカウン
トアップ動作が開始し、回転信号SMの１回転周期内で計
測カウンタ（21）がフルカウントになった後再びカウン
トアップ動作が継続し、次に得られる第１のマルチ出力
M1の時点で計測カウンタ（21）が計測データがデジタル
微分回路（40）に供給される。
ロックCKbをゲートするゲートパルスとして使用され、
そのためこのクロックCKbと第１のマルチ出力M1がアン
ドゲート（27）に供給される。計測カウンタ（21）の動
作をアナログ的に図示すれば第11図Ｄのようになり、第
２のマルチ出力M2でロードされたバイアスデータはこの
第２のマルチ出力M2がハイレベルになった時からカウン
トアップ動作が開始し、回転信号SMの１回転周期内で計
測カウンタ（21）がフルカウントになった後再びカウン
トアップ動作が継続し、次に得られる第１のマルチ出力
M1の時点で計測カウンタ（21）が計測データがデジタル
微分回路（40）に供給される。
この例では、第１の定数器（41）と、計測カウンタ
（21）より得られる１時点前の計測データをメモリする
メモリ回路（42）と、メモリ回路（42）より出力された
１時点前の計測データに対する定数器（第２の定数器）
（43）と、第１及び第２の定数器出力を減算する減算器
（44）とで微分回路（40）が構成される。第１の定数器
（41）の微分ゲイン（定数）をｋ（ｋは１以上の適当な
整数値）としたとき、第２の定数器（43）の微分ゲイン
は（ｋ−１）に選定される。
（21）より得られる１時点前の計測データをメモリする
メモリ回路（42）と、メモリ回路（42）より出力された
１時点前の計測データに対する定数器（第２の定数器）
（43）と、第１及び第２の定数器出力を減算する減算器
（44）とで微分回路（40）が構成される。第１の定数器
（41）の微分ゲイン（定数）をｋ（ｋは１以上の適当な
整数値）としたとき、第２の定数器（43）の微分ゲイン
は（ｋ−１）に選定される。
メモリ回路（42）への計測データのストアは第１のマ
ルチ出力M1によって行なわれる。
ルチ出力M1によって行なわれる。
さて、微分要素skを介在させたときは、入力（ωref
−ω）が次のように変更されて後述するラッチ回路（2
8）に供給される。
−ω）が次のように変更されて後述するラッチ回路（2
8）に供給される。
今、ある制御時点のモータ回転周波数をωｎ、１時点
前のモータ回転周波数をωn-1とすれば、微分回路（4
0）を設けることによってその出力ω′（ラッチ回路（2
8）への入力）は、 ω′＝ｋ（ωref−ωｎ）−（ｋ−１）（ωref−
ωn-1） ＝ωref−ωｎ−（ｋ−１）ωｎ＋（ｋ−１）ωn-1 ＝ωref−ωｎ−（ｋ−１）（ωｎ−ωn-1） ‥‥
（17） 一方、微分回路（40）を設けない場合には、 ω′＝ωref−ωｎ ‥‥（18） である。
前のモータ回転周波数をωn-1とすれば、微分回路（4
0）を設けることによってその出力ω′（ラッチ回路（2
8）への入力）は、 ω′＝ｋ（ωref−ωｎ）−（ｋ−１）（ωref−
ωn-1） ＝ωref−ωｎ−（ｋ−１）ωｎ＋（ｋ−１）ωn-1 ＝ωref−ωｎ−（ｋ−１）（ωｎ−ωn-1） ‥‥
（17） 一方、微分回路（40）を設けない場合には、 ω′＝ωref−ωｎ ‥‥（18） である。
（17）式の右辺第３項の（ｋ−１）（ωｎ−ωn-1）
はｄω/dtと等しいことから、微分回路（40）を設ける
ことによって、出力ω′は微分特性が付与された状態で
出力されることになる。
はｄω/dtと等しいことから、微分回路（40）を設ける
ことによって、出力ω′は微分特性が付与された状態で
出力されることになる。
このように出力ω′に微分特性を付与する場合には、
上述したようなダンピング効果が得られる。
上述したようなダンピング効果が得られる。
微分特性が付与された計測カウンタ（21）の出力、す
なわち計測データはラッチ回路（28）でラッチされる。
ラッチされた計測データをアナログ的に図示すると、第
11図Ｅのようになる。
なわち計測データはラッチ回路（28）でラッチされる。
ラッチされた計測データをアナログ的に図示すると、第
11図Ｅのようになる。
第１のマルチ出力M1が得られる時点での計測データは
回転信号SMの周期、すなわちモータ（１）の回転数の速
さに応じて変化する。モータ回転数が速いときはそれだ
け１回転周期が短かくなるので、ラッチされる計測デー
タは小さく、これとは逆にモータ回転数が遅いときはそ
れだけ１回転周期が長くなるのでこのときの計測データ
は大きくなる。
回転信号SMの周期、すなわちモータ（１）の回転数の速
さに応じて変化する。モータ回転数が速いときはそれだ
け１回転周期が短かくなるので、ラッチされる計測デー
タは小さく、これとは逆にモータ回転数が遅いときはそ
れだけ１回転周期が長くなるのでこのときの計測データ
は大きくなる。
ラッチされた計測データはＮビットのデータカウンタ
（23）にロードされる。そのため、データカウンタ（2
3）には端子（32）に得られるクロックCKa′（CKaと同
一でも相違してもよい）が供給されると共に、分周器
（33）に供給されて、これが1/2Nに分周されて第12図Ｂ
に示す基準クロックCKaが形成され、この基準クロックC
Kaの立下りタイミングに同期してラッチされた計測デー
タがロードされる。
（23）にロードされる。そのため、データカウンタ（2
3）には端子（32）に得られるクロックCKa′（CKaと同
一でも相違してもよい）が供給されると共に、分周器
（33）に供給されて、これが1/2Nに分周されて第12図Ｂ
に示す基準クロックCKaが形成され、この基準クロックC
Kaの立下りタイミングに同期してラッチされた計測デー
タがロードされる。
データロード後はクロックCKa′によってロードされ
た計測データがカウントアップされ、カウントアップさ
れたカウントデータのうちMSBビットを示すMSBパルスPM
（第12図Ａ）とクロックCKaがパルス形成手段（30）に
供給されて、第１の速度偏差信号S1が形成される。
た計測データがカウントアップされ、カウントアップさ
れたカウントデータのうちMSBビットを示すMSBパルスPM
（第12図Ａ）とクロックCKaがパルス形成手段（30）に
供給されて、第１の速度偏差信号S1が形成される。
MSBパルスPMはデータカウンタ（23）のカウントデー
タが、０〜2N-1の間は“0"で、2N-1〜2N−１の間は“1"
となるデューテー50％のパルスであって、しかもデータ
カウンタ（23）と分周器（33）とは同一のクロックCK
a′で駆動されるものであるから、1/2Nに分周された基
準クロックCKaとMSBパルスPMとはそのパルス周期が一致
する。
タが、０〜2N-1の間は“0"で、2N-1〜2N−１の間は“1"
となるデューテー50％のパルスであって、しかもデータ
カウンタ（23）と分周器（33）とは同一のクロックCK
a′で駆動されるものであるから、1/2Nに分周された基
準クロックCKaとMSBパルスPMとはそのパルス周期が一致
する。
ただし、基準クロックCKaに対するMSBパルスPMの位相
はデータカウンタ（23）にロードされる計測データの大
小によって相違する。すなわち、モータ（１）の回転数
が速いときは第１のマルチ出力M1によってラッチされる
計測データは2N-1以下の値であるから、そのときのMSB
パルスPMは“0"であり、データカウンタ（23）にロード
される計測データが2N-1になるまでは“0"のままである
（第12図A,B参照）。
はデータカウンタ（23）にロードされる計測データの大
小によって相違する。すなわち、モータ（１）の回転数
が速いときは第１のマルチ出力M1によってラッチされる
計測データは2N-1以下の値であるから、そのときのMSB
パルスPMは“0"であり、データカウンタ（23）にロード
される計測データが2N-1になるまでは“0"のままである
（第12図A,B参照）。
なお、データカウンタ（23）はリミッタ付きデータカ
ウンタが使用され、演算の結果ボローが発生するようで
あれば、カウントデータが強制的に０にセットされ、キ
ャリーが発生するようであれば、2N-1がセットされる。
ウンタが使用され、演算の結果ボローが発生するようで
あれば、カウントデータが強制的に０にセットされ、キ
ャリーが発生するようであれば、2N-1がセットされる。
パルス形成手段（30）はフリップフロップ等で構成す
ることができ、MSBパルスPMの立下りでセットし、基準
クロックCKaの立下りでリセットさせるようにしておけ
ば、第12図A,Bの位相関係にあるときは、同図Ｃに示す
ような第１の速度偏差信号S1が出力される。
ることができ、MSBパルスPMの立下りでセットし、基準
クロックCKaの立下りでリセットさせるようにしておけ
ば、第12図A,Bの位相関係にあるときは、同図Ｃに示す
ような第１の速度偏差信号S1が出力される。
これに対し、モータ（１）の回転数が遅いときにはデ
ータカウンタ（23）にロードされる計測データは2N-1以
上になっているので、基準クロックCKaのタイミングで
みれば、そのときのMSBパルスPMは“1"になっている
（第12図Ｄ）。従って、このとき得られる第１の速度偏
差信号S1は同図Ｅのようになり、速度偏差に対応したパ
ルス幅を有する信号が得られる。
ータカウンタ（23）にロードされる計測データは2N-1以
上になっているので、基準クロックCKaのタイミングで
みれば、そのときのMSBパルスPMは“1"になっている
（第12図Ｄ）。従って、このとき得られる第１の速度偏
差信号S1は同図Ｅのようになり、速度偏差に対応したパ
ルス幅を有する信号が得られる。
MSBパルスPM及び基準クロックCKaはさらに第２の信号
形成手段（13）に供給される。
形成手段（13）に供給される。
第２の信号形成手段（13）はモータ回転数が速いと
き、その速さに応じたパルス幅を有する負極性のパルス
が得られ、遅いときにはその遅さに応じたパルス幅を有
する正極性のパルスが得られるようにしたものであっ
て、第13図Ｃに示すような計測データ（アナログ換算
値）のときには、MSBパルスPMと基準クロックCKaとの位
相関係は第13図D,Eのようになるので、基準クロックCKa
に対しMSBパルスPMの位相が進んでいる場合、すなわち
回転数が遅い場合には同図Ｇに示す負極性のパルスS2M
をもつ第２の速度偏差信号S2が得られる。
き、その速さに応じたパルス幅を有する負極性のパルス
が得られ、遅いときにはその遅さに応じたパルス幅を有
する正極性のパルスが得られるようにしたものであっ
て、第13図Ｃに示すような計測データ（アナログ換算
値）のときには、MSBパルスPMと基準クロックCKaとの位
相関係は第13図D,Eのようになるので、基準クロックCKa
に対しMSBパルスPMの位相が進んでいる場合、すなわち
回転数が遅い場合には同図Ｇに示す負極性のパルスS2M
をもつ第２の速度偏差信号S2が得られる。
従って、第２の信号形成手段（13）では基準クロック
CKaの立上りがMSBパルスPMの立下りタイミングよりも遅
いときに、負極性のパルスが得られることになる。その
パルス幅は回転数によって相違する。回転が速いとそれ
だけパルス幅が広くなる。そのため、この負極性のパル
スは基準クロックの立上りタイミングからMSBパルスPM
の立下りタイミングまでの期間得られることになる。
CKaの立上りがMSBパルスPMの立下りタイミングよりも遅
いときに、負極性のパルスが得られることになる。その
パルス幅は回転数によって相違する。回転が速いとそれ
だけパルス幅が広くなる。そのため、この負極性のパル
スは基準クロックの立上りタイミングからMSBパルスPM
の立下りタイミングまでの期間得られることになる。
回転数が遅い場合にはMSBパルスPMと基準クロックCKa
との位相関係は上述と逆になって、MSBパルスPMの立下
りタイミングよりも基準クロックCKaの立上りが遅くな
るので、正極性のパルスS2Pをもつ第２の速度偏差信号S
2が得られ、パルス幅は回転数が遅くなるほど幅広くな
る。
との位相関係は上述と逆になって、MSBパルスPMの立下
りタイミングよりも基準クロックCKaの立上りが遅くな
るので、正極性のパルスS2Pをもつ第２の速度偏差信号S
2が得られ、パルス幅は回転数が遅くなるほど幅広くな
る。
このように、第２の速度偏差信号S2は回転数が基準の
回転数より速いか遅いかに対応した極性をもつと共に、
その偏差量に対応したパルス幅を有するものであり、基
準の回転数のときはMSBパルスPMと基準クロックCKaとが
同相となるので、正又は負極性のパルスはいずれも出力
されない。
回転数より速いか遅いかに対応した極性をもつと共に、
その偏差量に対応したパルス幅を有するものであり、基
準の回転数のときはMSBパルスPMと基準クロックCKaとが
同相となるので、正又は負極性のパルスはいずれも出力
されない。
なお、第２の速度偏差信号S2は回転信号SMの立下りで
１周期ごとにクリアされると共に、この１回転周期内に
おいて得た正又は負極性のパルスS2P,S2Mは最初のパル
スが得られたのちは自己保持される。従って、回転信号
SMの１周期に１個の割合でパルスS2P又はS2Mが生成され
る。そして、パルスS2P,S2Mのない区間はいずれもハイ
インピーダンスに保持される。
１周期ごとにクリアされると共に、この１回転周期内に
おいて得た正又は負極性のパルスS2P,S2Mは最初のパル
スが得られたのちは自己保持される。従って、回転信号
SMの１周期に１個の割合でパルスS2P又はS2Mが生成され
る。そして、パルスS2P,S2Mのない区間はいずれもハイ
インピーダンスに保持される。
第２の速度偏差信号S2は直流制御電圧V3に変換するた
めの第３の信号形成手段（14）に供給される。第３の信
号形成手段（14）はチャージポンプを使用することがで
き、正極性のパルスS2Pでそのパルス幅期間だけチャー
ジ、負極性のパルスS2Mでそのパルス幅期間だけディス
チャージすれば、回転数の速度偏差に対応した直流制御
電圧V3（第13図Ｈ）を得ることができる。
めの第３の信号形成手段（14）に供給される。第３の信
号形成手段（14）はチャージポンプを使用することがで
き、正極性のパルスS2Pでそのパルス幅期間だけチャー
ジ、負極性のパルスS2Mでそのパルス幅期間だけディス
チャージすれば、回転数の速度偏差に対応した直流制御
電圧V3（第13図Ｈ）を得ることができる。
以上のように、第２の速度偏差信号S2に基づく直流制
御電圧V3は速度偏差が生じたときには必ずその直流レベ
ルが変更されるものであり、従って、この直流制御電圧
V3でモータ（１）の回転数を制御すれば、定常偏差Δω
のない状態で正規の回転数に正しく制御することができ
る。
御電圧V3は速度偏差が生じたときには必ずその直流レベ
ルが変更されるものであり、従って、この直流制御電圧
V3でモータ（１）の回転数を制御すれば、定常偏差Δω
のない状態で正規の回転数に正しく制御することができ
る。
なお、レンジ外検出回路（35）は計測カウンタ（21）
の（Ｎ＋１）ビット目と、（Ｎ＋２）ビット目をカウン
トできるカウンタであって、第１のマルチ出力M1のロー
レベルの期間に、（Ｎ＋１）ビット目が“0"のままで、
“1"になっていなければ、モータ（１）の回転が速すぎ
ると判断する。このときのレンジ外検出回路（35）の出
力でパルス形成手段（30）及び第２の信号形成手段（1
3）を強制的に、“L"及び負極性パルスS2Mを発生させ
る。
の（Ｎ＋１）ビット目と、（Ｎ＋２）ビット目をカウン
トできるカウンタであって、第１のマルチ出力M1のロー
レベルの期間に、（Ｎ＋１）ビット目が“0"のままで、
“1"になっていなければ、モータ（１）の回転が速すぎ
ると判断する。このときのレンジ外検出回路（35）の出
力でパルス形成手段（30）及び第２の信号形成手段（1
3）を強制的に、“L"及び負極性パルスS2Mを発生させ
る。
これとは逆に、（Ｎ＋２）ビット目が“1"になると、
モータ回転数が遅すぎると判断し、このときは上述と逆
の動作が強制的に行なわれる。
モータ回転数が遅すぎると判断し、このときは上述と逆
の動作が強制的に行なわれる。
なお、第10図において、MSBパルスPMと基準クロックC
Kaに基づいて第２の速度偏差信号S2を形成するのではな
く、第１の速度偏差信号S1そのものを利用し、これと基
準クロックCKaに基づいて第２の速度偏差信号S2を形成
することもできる。
Kaに基づいて第２の速度偏差信号S2を形成するのではな
く、第１の速度偏差信号S1そのものを利用し、これと基
準クロックCKaに基づいて第２の速度偏差信号S2を形成
することもできる。
発明の効果 以上説明したようにこの発明によればフィードバック
制御系にデジタル回路による微分特性付与手段を設けた
ので、周囲温度等の環境特性の変動にかかわらず、安定
して、モータ回転立ち上がり時における過渡特性、すな
わちオーバーシュートを抑圧するか、若しくは完全にな
くすことができる。このため、モータ回転数が基準の回
転数に至までの整定時間を従来よりも大幅に短縮するこ
とができる。
制御系にデジタル回路による微分特性付与手段を設けた
ので、周囲温度等の環境特性の変動にかかわらず、安定
して、モータ回転立ち上がり時における過渡特性、すな
わちオーバーシュートを抑圧するか、若しくは完全にな
くすことができる。このため、モータ回転数が基準の回
転数に至までの整定時間を従来よりも大幅に短縮するこ
とができる。
しかも、この過渡特性の改善に際し、比例ゲインK1を
小さくする必要がないため、定常偏差も少ない。勿論、
第７図あるいは第９図に示すように構成することによっ
て、定常偏差もなくすことができるから、この発明では
回転数の立上りが早く、しかも正規の回転数で駆動する
必要のあるフロッピーディスクなどのモータ制御系に適
用して極めて好適である。
小さくする必要がないため、定常偏差も少ない。勿論、
第７図あるいは第９図に示すように構成することによっ
て、定常偏差もなくすことができるから、この発明では
回転数の立上りが早く、しかも正規の回転数で駆動する
必要のあるフロッピーディスクなどのモータ制御系に適
用して極めて好適である。
第１図はこの発明に係る速度サーボ回路の一例を示す系
統図、第２図は従来の速度サーボ回路の系統図、第３図
はその制御動作の説明に供する制御ブロック図、第４図
及び第６図はモータ回転の過渡特性図、第５図は第１図
の制御ブロック図、第７図及び第９図はこの発明に係る
速度サーボ回路の夫々他の例を示す系統図、第８図は第
７図の制御ブロック図、第10図は第９図の具体例を示す
要部の系統図、第11図〜第13図は夫々その動作説明に供
する波形図である。 （１）はモータ、（２）は回転信号発生手段、（11），
（13），（14）は第１〜第３信号形成手段、S1,S2は第
１及び第２の速度偏差信号、VCTLは制御電圧、（40）は
微分特性付与手段たるデジタル微分回路である。
統図、第２図は従来の速度サーボ回路の系統図、第３図
はその制御動作の説明に供する制御ブロック図、第４図
及び第６図はモータ回転の過渡特性図、第５図は第１図
の制御ブロック図、第７図及び第９図はこの発明に係る
速度サーボ回路の夫々他の例を示す系統図、第８図は第
７図の制御ブロック図、第10図は第９図の具体例を示す
要部の系統図、第11図〜第13図は夫々その動作説明に供
する波形図である。 （１）はモータ、（２）は回転信号発生手段、（11），
（13），（14）は第１〜第３信号形成手段、S1,S2は第
１及び第２の速度偏差信号、VCTLは制御電圧、（40）は
微分特性付与手段たるデジタル微分回路である。
Claims (1)
- 【請求項１】制御すべきモータの回転速度に比例した回
転信号を得る回転信号発生手段と、 上記回転信号から上記モータの回転速度を計測する計測
カウンタと、 この計測カウンタより得られる計測データに対する第１
の定数器と、上記計測カウンタより得られる１時点前の
計測データをメモリするメモリ回路と、このメモリ回路
より出力された１時点前の計測データに対する第２の定
数器と、上記第１及び第２の定数器の出力を減算する減
算器とを有するデジタル微分回路と、 このデジタル微分回路より得られる微分特性データがロ
ードされるデータカウンタと、 このデータカウンタに接続され、上記モータの回転速度
を一定に保つための制御電圧を出力するサーボ回路とを
備え、 このサーボ回路から出力された制御電圧を直流制御電圧
として上記モータの回転速度制御を行うようにした速度
サーボ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59134893A JPH0817583B2 (ja) | 1984-06-29 | 1984-06-29 | 速度サ−ボ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59134893A JPH0817583B2 (ja) | 1984-06-29 | 1984-06-29 | 速度サ−ボ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6115577A JPS6115577A (ja) | 1986-01-23 |
| JPH0817583B2 true JPH0817583B2 (ja) | 1996-02-21 |
Family
ID=15138977
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59134893A Expired - Lifetime JPH0817583B2 (ja) | 1984-06-29 | 1984-06-29 | 速度サ−ボ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0817583B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63298163A (ja) * | 1987-05-29 | 1988-12-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 回転速度検出装置 |
| JPS648884A (en) * | 1987-07-01 | 1989-01-12 | Matsushita Electric Industrial Co Ltd | Rotary phase detector |
| JPS648885A (en) * | 1987-07-01 | 1989-01-12 | Matsushita Electric Industrial Co Ltd | Rotary speed detector |
| JPS648886A (en) * | 1987-07-01 | 1989-01-12 | Matsushita Electric Industrial Co Ltd | Rotary speed detector |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6145750Y2 (ja) * | 1980-11-14 | 1986-12-23 |
-
1984
- 1984-06-29 JP JP59134893A patent/JPH0817583B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6115577A (ja) | 1986-01-23 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |