JPS6287874A - 位相測定装置 - Google Patents
位相測定装置Info
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- JPS6287874A JPS6287874A JP22695985A JP22695985A JPS6287874A JP S6287874 A JPS6287874 A JP S6287874A JP 22695985 A JP22695985 A JP 22695985A JP 22695985 A JP22695985 A JP 22695985A JP S6287874 A JPS6287874 A JP S6287874A
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims abstract description 30
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 10
- 238000001514 detection method Methods 0.000 abstract description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000009429 electrical wiring Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
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- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
- Measuring Phase Differences (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は位相測定装置に関し、特に、高周波信号の位相
を高精度に測定する装置に関する。本発明による装置は
、例えばネットワーク・アナライザとして、ネットワー
ク（４端子回路網）の高周波パラメータ、例えば入出力
信号の位相差等を測定する場合に利用される。
を高精度に測定する装置に関する。本発明による装置は
、例えばネットワーク・アナライザとして、ネットワー
ク（４端子回路網）の高周波パラメータ、例えば入出力
信号の位相差等を測定する場合に利用される。
第２図に従来形の位相測定装置の一例が示される。第２
図において、３，４は高周波増幅器であって、それぞれ
端子１から入力された被測定信号ｆ（周波数をｆＯとす
る）、端子２から入力された基準信号ｆｏ （周波数
をｆｏとする）を増幅する。２１ 、２２は周波数混合
回路であって、それぞれ周波数混合器２１ａおよびフィ
ルタ２１ｂ、周波数混合器２２ａおよびフィルタ２２ｂ
からなる。周波数混合器２１ａ、２２ａにはビート周波
数を得るための独立した位相固定閉ループ（Ｐ Ｌ Ｌ
）回路２３またはトラッキングオシレータが接続されて
おり、また、フィルタ２１ｂ、２２ｂはスプリアスおよ
び不要側帯波を除去するためのものである。２４は位相
測定回路であって、周波数混合回路２１および２２の出
力信号をアナログ的またはディジタル的に比較し、この
比較に基づいて被測定信号ｆの基準信号ｆｏに対する位
相を測定する。
図において、３，４は高周波増幅器であって、それぞれ
端子１から入力された被測定信号ｆ（周波数をｆＯとす
る）、端子２から入力された基準信号ｆｏ （周波数
をｆｏとする）を増幅する。２１ 、２２は周波数混合
回路であって、それぞれ周波数混合器２１ａおよびフィ
ルタ２１ｂ、周波数混合器２２ａおよびフィルタ２２ｂ
からなる。周波数混合器２１ａ、２２ａにはビート周波
数を得るための独立した位相固定閉ループ（Ｐ Ｌ Ｌ
）回路２３またはトラッキングオシレータが接続されて
おり、また、フィルタ２１ｂ、２２ｂはスプリアスおよ
び不要側帯波を除去するためのものである。２４は位相
測定回路であって、周波数混合回路２１および２２の出
力信号をアナログ的またはディジタル的に比較し、この
比較に基づいて被測定信号ｆの基準信号ｆｏに対する位
相を測定する。
第２図に示される装置においては、被測定信号ｆおよび
基準信号ｆｏは、まず高周波増幅器３゜４においてそれ
ぞれ所定のレベルまで増幅され、次に、ＰＬＬ回路２３
の出力を局部発振信号ｆｃ（周波数をｆｃとする）とす
る周波数混合器２１ａ。
基準信号ｆｏは、まず高周波増幅器３゜４においてそれ
ぞれ所定のレベルまで増幅され、次に、ＰＬＬ回路２３
の出力を局部発振信号ｆｃ（周波数をｆｃとする）とす
る周波数混合器２１ａ。
２２ａにおいてそれぞれ位相を保持したまま周波数変換
され、さらにフィルタ２１ｂ、２２ｂにおいてそれぞれ
スプリアスおよび不要側帯波が除去された後、例えば信
号（ｆｏ＋ｆｃ）として位相測定回路２４に入力される
ようになっている。
され、さらにフィルタ２１ｂ、２２ｂにおいてそれぞれ
スプリアスおよび不要側帯波が除去された後、例えば信
号（ｆｏ＋ｆｃ）として位相測定回路２４に入力される
ようになっている。
上述した従来形の位相測定装置においては、被測定信号
が特に高周波信号である場合、温度等の外的要因により
被測定信号の周波数に変動が生じるとその変動が位相誤
差となって出力に現われるため、ＰＬＬ回路の局部発振
信号の周波数を高精度にトラッキングさせる必要が生じ
、そのためのＰＬＬ回路の構成が複雑になるという問題
があった。
が特に高周波信号である場合、温度等の外的要因により
被測定信号の周波数に変動が生じるとその変動が位相誤
差となって出力に現われるため、ＰＬＬ回路の局部発振
信号の周波数を高精度にトラッキングさせる必要が生じ
、そのためのＰＬＬ回路の構成が複雑になるという問題
があった。
本発明は、上述した従来形における問題点に鑑み創作さ
れたもので、比較的小型かつ簡単な構成で、被測定信号
の周波数変動に影響されることなく高精度に位相測定を
行うことができる位相測定装置を提供することを目的と
している。
れたもので、比較的小型かつ簡単な構成で、被測定信号
の周波数変動に影響されることなく高精度に位相測定を
行うことができる位相測定装置を提供することを目的と
している。
本発明によれば、第１の発振信号を出力する局部発振器
と、基準信号と該第１の発振信号とを混合し、それによ
って得られる上側帯波および下側帯波信号のうちいずれ
か一方の側帯波信号を出力する第１の周波数混合回路と
、該第１の発振信号の周波数と異なる周波数を有する第
２の発振信号を出力する局部発振器と、該第１の周波数
混合回路の出力信号と該第２の発振信号とを混合し、そ
れによって得られる上側帯波および下側帯波信号のうち
該第１の周波数混合回路が出力する側帯波信号と異なる
側帯波側の側帯波信号を出力する第２の周波数混合回路
と、被測定信号と該第２の周波数混合回路の出力信号と
を混合し、それによって得られる上側帯波および下側帯
波信号のうち該下側帯波信号を出力する第３の周波数混
合回路と、該基準信号と該第２の周波数混合回路の出力
信号とを混合し、それによって得られる上側帯波および
下側帯波信号のうち該下側帯波信号を出力する第４の周
波数混合回路と、該第３および第４の周波数混合回路の
出力信号を比較し、この比較に基づき該被測定信号の該
基準信号に対する位相を測定する位相測定回路とを備え
た位相測定装置が提供される。
と、基準信号と該第１の発振信号とを混合し、それによ
って得られる上側帯波および下側帯波信号のうちいずれ
か一方の側帯波信号を出力する第１の周波数混合回路と
、該第１の発振信号の周波数と異なる周波数を有する第
２の発振信号を出力する局部発振器と、該第１の周波数
混合回路の出力信号と該第２の発振信号とを混合し、そ
れによって得られる上側帯波および下側帯波信号のうち
該第１の周波数混合回路が出力する側帯波信号と異なる
側帯波側の側帯波信号を出力する第２の周波数混合回路
と、被測定信号と該第２の周波数混合回路の出力信号と
を混合し、それによって得られる上側帯波および下側帯
波信号のうち該下側帯波信号を出力する第３の周波数混
合回路と、該基準信号と該第２の周波数混合回路の出力
信号とを混合し、それによって得られる上側帯波および
下側帯波信号のうち該下側帯波信号を出力する第４の周
波数混合回路と、該第３および第４の周波数混合回路の
出力信号を比較し、この比較に基づき該被測定信号の該
基準信号に対する位相を測定する位相測定回路とを備え
た位相測定装置が提供される。
本発明の位相測定装置においては、第１の周波数混合回
路において基準信号ｆｏと第１の発振信号ｆｉ （周
波数をｒｌとする）とを混合して（ｆｏ ＋ ｆｌ ）
の信号（または（ｆｏ −ｆｌ）の信号）を得るように
し、さらに舎弟２の周波数混合回路において（ｆｏ ＋
ｆｌ）の信号（または（ｆｏ−ｆｌ）の信号）と第２
の発振信号ｆ２（周波数をｆ２とする）とを混合して（
ｆｏ ＋ ｆｌ−ｆ２）の信号（または（ｆｏ ＋ ｆ
２−ｆｌ ）の信号）を得るようにし、この得られた信
号を第３および第４の周波数混合回路に入力してそれぞ
れ得られる（ ｆ２−１１）の信号（または（ｆｌ−ｆ
２）の信号）を比較することにより被測定信号ｆの基準
信号ｆｏに対する位相を測定するようにしているため、
被測定信号ｆの周波数ｆｏが仮に変動した場合でもその
影響が出力側に現われることはなく、従って高精度な位
相測定が可能となる。
路において基準信号ｆｏと第１の発振信号ｆｉ （周
波数をｒｌとする）とを混合して（ｆｏ ＋ ｆｌ ）
の信号（または（ｆｏ −ｆｌ）の信号）を得るように
し、さらに舎弟２の周波数混合回路において（ｆｏ ＋
ｆｌ）の信号（または（ｆｏ−ｆｌ）の信号）と第２
の発振信号ｆ２（周波数をｆ２とする）とを混合して（
ｆｏ ＋ ｆｌ−ｆ２）の信号（または（ｆｏ ＋ ｆ
２−ｆｌ ）の信号）を得るようにし、この得られた信
号を第３および第４の周波数混合回路に入力してそれぞ
れ得られる（ ｆ２−１１）の信号（または（ｆｌ−ｆ
２）の信号）を比較することにより被測定信号ｆの基準
信号ｆｏに対する位相を測定するようにしているため、
被測定信号ｆの周波数ｆｏが仮に変動した場合でもその
影響が出力側に現われることはなく、従って高精度な位
相測定が可能となる。
また、本発明による装置は、構成が比較的複雑であるＰ
ＬＬ回路あるいはトラッキングオシレータを不要として
いるので、比較的簡単な構成で、しかも全体的な規模を
小さくすることができる。
ＬＬ回路あるいはトラッキングオシレータを不要として
いるので、比較的簡単な構成で、しかも全体的な規模を
小さくすることができる。
第１図には本発明による位相測定装置の一実施例がブロ
ック的に示される。
ック的に示される。
第１図において、３，４は高周波増幅器であって、それ
ぞれ端子１から入力された被測定信号ｆ（周波数をｆｏ
（＝１６０ＭＩ（ｚ）とする）、端子２から入力さ
れた基準信号ｆｏ （周波数をｆｏ （−１６０Ｍ
Ｈｚ ）とする）を位相変動が生じないように増幅する
。この位相変動は主として増幅器利得や電気的な配線長
に起因して生じるものであるので、回路のレイアウトに
際しては基準信号系および被測定信号系のそれぞれの配
線長を極力同じにすると共に、特性がほぼ同一の増幅器
を選定する必要がある。
ぞれ端子１から入力された被測定信号ｆ（周波数をｆｏ
（＝１６０ＭＩ（ｚ）とする）、端子２から入力さ
れた基準信号ｆｏ （周波数をｆｏ （−１６０Ｍ
Ｈｚ ）とする）を位相変動が生じないように増幅する
。この位相変動は主として増幅器利得や電気的な配線長
に起因して生じるものであるので、回路のレイアウトに
際しては基準信号系および被測定信号系のそれぞれの配
線長を極力同じにすると共に、特性がほぼ同一の増幅器
を選定する必要がある。
５は周波数混合回路であって、高周波増幅器３を介して
入力される被測定信号ｆの周波数ｆｏと分配器１１を通
して入力される後述の周波数混合回路９の出力信号周波
数（ｆｏ ＋ ｆＨ−１２）とを混合する周波数混合器
５ａと、周波数混合器５ａにおいて得られる上側帯波お
よび下側帯波信号（ｆｏ±（ｆｏ 十ｆ１− ｆｚ ）
）のうち不要側帯波である上側帯波信号（ｆｏ ＋
ｆｏ ＋ ｆ＋ −ｆｚ）を除去するためのフィルタ５
ｂとがらなっている。
入力される被測定信号ｆの周波数ｆｏと分配器１１を通
して入力される後述の周波数混合回路９の出力信号周波
数（ｆｏ ＋ ｆＨ−１２）とを混合する周波数混合器
５ａと、周波数混合器５ａにおいて得られる上側帯波お
よび下側帯波信号（ｆｏ±（ｆｏ 十ｆ１− ｆｚ ）
）のうち不要側帯波である上側帯波信号（ｆｏ ＋
ｆｏ ＋ ｆ＋ −ｆｚ）を除去するためのフィルタ５
ｂとがらなっている。
同様に、６は周波数混合回路であって、高周波増幅器４
を介して入力される基準信号の周波数ｆ。
を介して入力される基準信号の周波数ｆ。
と分配器１１を通して入力旭れる後述の周波数混合回路
９の出力信号周波数（ｆｏ ＋ ｆｘ −ｆｚ）とを混
合する周波数混合器６ａと、周波数混合器６ａにおいて
得られる上側帯波および下側帯波信号（ｆｏ±（ｆｏ
＋ １１− ｆｚ））のうち不要側帯波である上側帯波
信号（ｆｏ ＋ ｆｏ ＋ ｆｌ −ｆｚ ）を除去す
るためのフィルタ６ｂとからなっている。
９の出力信号周波数（ｆｏ ＋ ｆｘ −ｆｚ）とを混
合する周波数混合器６ａと、周波数混合器６ａにおいて
得られる上側帯波および下側帯波信号（ｆｏ±（ｆｏ
＋ １１− ｆｚ））のうち不要側帯波である上側帯波
信号（ｆｏ ＋ ｆｏ ＋ ｆｌ −ｆｚ ）を除去す
るためのフィルタ６ｂとからなっている。
同様に、７は周波数混合回路であって、高周波増幅器４
を介して入力される基準信号の周波数ｆ。
を介して入力される基準信号の周波数ｆ。
と局部発振器８の発振信号ｆ１ （周波数をｆｌ（＝
２０ ＭＨｚ）とする）とを混合する周波数混合器７ａ
と、周波数混合器７ａにおいて得られる上側帯波および
下側帯波信号（ｆｏ±ｆ１）のうち不要側帯波である下
側帯波信号（ｆｏ −ｆｌ）を除去するためのフィルタ
７ｂとからなっている。
２０ ＭＨｚ）とする）とを混合する周波数混合器７ａ
と、周波数混合器７ａにおいて得られる上側帯波および
下側帯波信号（ｆｏ±ｆ１）のうち不要側帯波である下
側帯波信号（ｆｏ −ｆｌ）を除去するためのフィルタ
７ｂとからなっている。
同様に、９は周波数混合回路であって、周波数混合回路
７の出力信号周波数（ｆｏ ＋１１ ）と局部発振器１
０の発振信号ｆ２（周波数をｆｚ（＝２０．１ ＭＨｚ
）とする）とを混合する周波数混合器９ａと、周波数混
合器９ａにおいて得られる上側帯波および下側帯波信号
（ｆｏ 十ｆ１ ±ｆ２）のうち不要側帯波である上側
帯波信号（ｆｏ ＋ ｆｌ ＋ ｆｚ ）を除去するた
めのフィルタ９ｂとからなっている。
７の出力信号周波数（ｆｏ ＋１１ ）と局部発振器１
０の発振信号ｆ２（周波数をｆｚ（＝２０．１ ＭＨｚ
）とする）とを混合する周波数混合器９ａと、周波数混
合器９ａにおいて得られる上側帯波および下側帯波信号
（ｆｏ 十ｆ１ ±ｆ２）のうち不要側帯波である上側
帯波信号（ｆｏ ＋ ｆｌ ＋ ｆｚ ）を除去するた
めのフィルタ９ｂとからなっている。
１１は分配器であって、周波数混合回路９の出力信号（
ｆｏ ＋ ｆｌ−ｆｚ ）を周波数混合器５ａ 。
ｆｏ ＋ ｆｌ−ｆｚ ）を周波数混合器５ａ 。
６ａに供給する。
１２ 、１３はアナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器
であって、それぞれ周波数混合回路５，６において得ら
れた低周波（ｆｚ −ｆｓ ）のビート信号をパルス化
するものであり、ゼロクロスコンパレータで構成されて
いる。
であって、それぞれ周波数混合回路５，６において得ら
れた低周波（ｆｚ −ｆｓ ）のビート信号をパルス化
するものであり、ゼロクロスコンパレータで構成されて
いる。
１４はシーケンシャルロジック構成のディジタルの位相
検出回路であって、Ａ／Ｄ変換器１２ 、１３から出力
されたパルス信号のパルスの立上りまたは立下りの位置
を比較し、この比較に基づいて被測定信号ｒと基準信号
ｆｏとの位相差を、該位相差に相当する幅を有するパル
スの形で出力する。
検出回路であって、Ａ／Ｄ変換器１２ 、１３から出力
されたパルス信号のパルスの立上りまたは立下りの位置
を比較し、この比較に基づいて被測定信号ｒと基準信号
ｆｏとの位相差を、該位相差に相当する幅を有するパル
スの形で出力する。
従って、Ａ１０変換器１２ 、１３からのパルスの幅に
関係しないので、高精度の位相検出が行える。
関係しないので、高精度の位相検出が行える。
１５はパルストレイン回路であって、位相検出回路１４
から出力された位相差に相当する幅を有するパルスと局
部発振器１０の発振信号ｆ２パルスとの論理積をとる。
から出力された位相差に相当する幅を有するパルスと局
部発振器１０の発振信号ｆ２パルスとの論理積をとる。
従って、パルストレイン回路１５からは位相差に相応し
たパルス数を有するパルス信号が出力される。
たパルス数を有するパルス信号が出力される。
最後に、１６はカウンタ回路であって、パルストレイン
回路１５から出力されたパルス信号のパルス数を計数し
、この計数値を端子１７に出力する。この計数値は被測
定信号ｆの基準信号ｆｏに対する位相を表わすものであ
る。なお、好適には端子１７に表示器等を接続し、位相
を直読可能に構成することもできる。
回路１５から出力されたパルス信号のパルス数を計数し
、この計数値を端子１７に出力する。この計数値は被測
定信号ｆの基準信号ｆｏに対する位相を表わすものであ
る。なお、好適には端子１７に表示器等を接続し、位相
を直読可能に構成することもできる。
Ａ／Ｄ変換器１２ 、１３、位相検出回路１４、パルス
トレイン回路１５およびカウンタ回路１６により位相測
定回路が構成される。
トレイン回路１５およびカウンタ回路１６により位相測
定回路が構成される。
次に、第１図に示される装置の動作について説明する。
まず、周波数ｆｏの被測定信号ｒと基準信号ｆＯがそれ
ぞれ高周波増幅器３，４を介して周波数混合回路５，６
に入力される。一方、基準信号ｆＯは周波数混合回路７
において発振信号ｆ１と加算（ｆｏ ＋ ｆｌ）され、
さらに周波数混合回路９において発振信号ｆ２を減算（
ｆｏ ＋ ｆｌ −ｆ２ ）された後、分配器１１を介
して周波数混合回路５゜６に入力される。
ぞれ高周波増幅器３，４を介して周波数混合回路５，６
に入力される。一方、基準信号ｆＯは周波数混合回路７
において発振信号ｆ１と加算（ｆｏ ＋ ｆｌ）され、
さらに周波数混合回路９において発振信号ｆ２を減算（
ｆｏ ＋ ｆｌ −ｆ２ ）された後、分配器１１を介
して周波数混合回路５゜６に入力される。
周波数混合回路５，６においてはそれぞれ、周波数（ｆ
ｏ ＋ ｆｌ−ｆ２ ）の信号が周波数ｆｏの被測定信
号「２周波数ｆｏの基準信号ｆｏから減算され、被測定
信号ｆの基準信号ｆＯに対する位相を保持したままで低
周波（ｆ２−ｆｔ）のビート信号に変換される。
ｏ ＋ ｆｌ−ｆ２ ）の信号が周波数ｆｏの被測定信
号「２周波数ｆｏの基準信号ｆｏから減算され、被測定
信号ｆの基準信号ｆＯに対する位相を保持したままで低
周波（ｆ２−ｆｔ）のビート信号に変換される。
変換された低周波ビート信号は、Ａ／Ｄ変換器１２ 、
１３においてパルス化され、位相検出回路１４に入力さ
れる。位相検出回路１４は被測定信号ｆと基準信号ｆｏ
との位相差を検出し、パルスの形で出力する。このパル
スは、パルストレイン回路１５において発振信号ｆ２パ
ルスと論理積がとられ、カウンタ回路１６に入力される
。カウンタ回路１６は、パルストレイン回路１５からの
パルスの数を計数し、位相を表わす信号としてこの計数
値を出力する。
１３においてパルス化され、位相検出回路１４に入力さ
れる。位相検出回路１４は被測定信号ｆと基準信号ｆｏ
との位相差を検出し、パルスの形で出力する。このパル
スは、パルストレイン回路１５において発振信号ｆ２パ
ルスと論理積がとられ、カウンタ回路１６に入力される
。カウンタ回路１６は、パルストレイン回路１５からの
パルスの数を計数し、位相を表わす信号としてこの計数
値を出力する。
このようにして、被測定信号ｆの極めて高い周波数ｆＯ
に影響されることなく、位相測定を行うことができる。
に影響されることなく、位相測定を行うことができる。
また、本実施例においては出力処理をディジタル的に行
なっているため、出力端子１７にコンピュータが接続さ
れる場合には極めて好都合である。
なっているため、出力端子１７にコンピュータが接続さ
れる場合には極めて好都合である。
なお、本実施例においてはパルストレイン回路１５に入
力されるパルス信号として局部発振器１０の発振信号ｆ
２（２０，１ＭＨｚ）を用いたが、それに附らず、例え
ば局部発振器８の発振信号ｆｘ （２０Ｍｌｌｚ ）
、基準信号ｆｏ （１６０ＭＨｚ）を用いてもよい
。
力されるパルス信号として局部発振器１０の発振信号ｆ
２（２０，１ＭＨｚ）を用いたが、それに附らず、例え
ば局部発振器８の発振信号ｆｘ （２０Ｍｌｌｚ ）
、基準信号ｆｏ （１６０ＭＨｚ）を用いてもよい
。
基準信号ｆｏを用いた場合には、位相測定精度がさらに
向上する。
向上する。
本発明によれば、比較的簡易構成で規模の縮小化を図り
、被測定信号の周波数変動に影響されることなく高精度
に位相測定を行うことができる。
、被測定信号の周波数変動に影響されることなく高精度
に位相測定を行うことができる。
第１図は本発明による位相測定装置の一実施例を示すブ
ロック図、第２図は従来形の位相測定装置の一例を示す
ブロック図である。 ３．４・・・高周波増幅器、 ５．６，７，９・・・周波数混合回路、８．１０・・・
局部発振器、 １２，１３・・・Ａ／Ｄ変換器、１４・
・・位相検出回路、 １５・・・パルストレイン回路、 １６・・・カウンタ回路、 ｆ・・・被測定信号、 ｆＯ・・・基準信号、ｆ
ｌ ｐ ｆ２・・・局部発振信号。
ロック図、第２図は従来形の位相測定装置の一例を示す
ブロック図である。 ３．４・・・高周波増幅器、 ５．６，７，９・・・周波数混合回路、８．１０・・・
局部発振器、 １２，１３・・・Ａ／Ｄ変換器、１４・
・・位相検出回路、 １５・・・パルストレイン回路、 １６・・・カウンタ回路、 ｆ・・・被測定信号、 ｆＯ・・・基準信号、ｆ
ｌ ｐ ｆ２・・・局部発振信号。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 第１の発振信号を出力する局部発振器と、 基準信号と該第１の発振信号とを混合し、それによって
得られる上側帯波および下側帯波信号のうちいずれか一
方の側帯波信号を出力する第１の周波数混合回路と、 該第１の発振信号の周波数と異なる周波数を有する第２
の発振信号を出力する局部発振器と、該第１の周波数混
合回路の出力信号と該第２の発振信号とを混合し、それ
によって得られる上側帯波および下側帯波信号のうち該
第１の周波数混合回路が出力する側帯波信号と異なる側
帯波側の側帯波信号を出力する第２の周波数混合回路と
、被測定信号と該第２の周波数混合回路の出力信号とを
混合し、それによって得られる上側帯波および下側帯波
信号のうち該下側帯波信号を出力する第３の周波数混合
回路と、 該基準信号と該第２の周波数混合回路の出力信号とを混
合し、それによって得られる上側帯波および下側帯波信
号のうち該下側帯波信号を出力する第４の周波数混合回
路と、 該第３および第４の周波数混合回路の出力信号を比較し
、この比較に基づき該被測定信号の該基準信号に対する
位相を測定する位相測定回路とを備えた位相測定装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22695985A JPS6287874A (ja) | 1985-10-14 | 1985-10-14 | 位相測定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22695985A JPS6287874A (ja) | 1985-10-14 | 1985-10-14 | 位相測定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6287874A true JPS6287874A (ja) | 1987-04-22 |
| JPH0523630B2 JPH0523630B2 (ja) | 1993-04-05 |
Family
ID=16853300
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22695985A Granted JPS6287874A (ja) | 1985-10-14 | 1985-10-14 | 位相測定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6287874A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0792011A3 (en) * | 1996-02-21 | 1998-05-13 | Hewlett-Packard Company | A digital phase detector |
| JP2014519220A (ja) * | 2011-04-26 | 2014-08-07 | フォルシュングスフェアブント ベルリン エー ファウ | オートヘテロダイン受信機 |
-
1985
- 1985-10-14 JP JP22695985A patent/JPS6287874A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0792011A3 (en) * | 1996-02-21 | 1998-05-13 | Hewlett-Packard Company | A digital phase detector |
| JP2014519220A (ja) * | 2011-04-26 | 2014-08-07 | フォルシュングスフェアブント ベルリン エー ファウ | オートヘテロダイン受信機 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0523630B2 (ja) | 1993-04-05 |
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